步進(jìn)電機是一種數字電機，具有無(wú)累積誤差、性?xún)r(jià)比高等優(yōu)點(diǎn)，被廣泛應用于生活和生產(chǎn)領(lǐng)域中。異于其他電機，步進(jìn)電機必須使用驅動(dòng)器才能工作。步進(jìn)電機運行時(shí)存在低頻振蕩和矩頻特性，是設計驅動(dòng)系統時(shí)必須考慮的兩大難題。另外，步進(jìn)動(dòng)電機需要有升降速過(guò)程才能運行平穩。起動(dòng)時(shí)，如果加在電機上的脈沖信號頻率過(guò)高，則會(huì )出現失步或振蕩，電機會(huì )抖動(dòng)并有呼嘯聲。驅動(dòng)器的性能影響著(zhù)步進(jìn)電機的發(fā)展前景，因此研究一種高性能步進(jìn)電機驅動(dòng)方法具有重要的實(shí)際意義。

 

本系統的設計方案采用調頻調壓驅動(dòng)方式，系統的硬件電路按功能來(lái)劃分，主要包含以STM32F103為核心的主控模塊、功率驅動(dòng)電路、調頻調壓驅動(dòng)電源和電機電流檢測模塊?；究驁D如圖1所示。

 

圖1：步進(jìn)電機驅動(dòng)系統原理框圖

 

 驅動(dòng)系統的核心是微處理器控制模塊。由STM32F103單片機及其外設電路組成，用于實(shí)現電機PWM時(shí)序信號的輸出、轉速和方向的控制、軟件控制算法的實(shí)現、與計算機通信等功能。增強型STM32單片機有80個(gè)GPIO口，高達72 MHz的內部時(shí)鐘頻率的定時(shí)器，通過(guò)改變PWM的頻率實(shí)現電機速度的變化，完全滿(mǎn)足驅動(dòng)的設計要求。

二相混合式步進(jìn)電機需要雙極性驅動(dòng)方式才能工作，即繞組在一個(gè)周期內需要有正反兩個(gè)方向的電流流過(guò)。采用H橋電路可以很容易解決電機雙向通電的問(wèn)題，二相步進(jìn)電機需要8個(gè)開(kāi)關(guān)管構成兩個(gè)H橋，其中一相的H橋驅動(dòng)電路如圖2所示。MOS管驅動(dòng)采用驅動(dòng)芯片L6384，2片L6384和4個(gè)功率MOSFET管IFR640構成H橋。Q1、Q4和Q2、Q3輪流導通，繞組中的電流方向在周期內不斷地改變。
 

 

 

可調電源電路采用專(zhuān)用集成PWM控制芯片SG3525實(shí)現。調頻調壓電路如圖3所示，控制信號PWM由J1輸入，實(shí)現光耦調節，與輸出信號共同反饋到SG3525的反相輸入端和補償端，用以改變11腳和14腳輸出的PWM的占空比，使得輸出穩定。C1和R1為片內振蕩器外接電容、電阻，可設定輸出PWM波的斬波頻率，本系統斬波頻率為60 kHz。11和14腳輸出PWM控制后級功率管的“開(kāi)”和“關(guān)”，實(shí)現繞組充放電，設計中采用220 V的市電輸入，輸出 0～60 V／4 A。

 

 

 

若m相步進(jìn)電機驅動(dòng)脈沖的頻率為f，轉子有Zr個(gè)齒，則電機的轉速可 其中c=f1-f0，f1=a／b，常數b決定f-t曲線(xiàn)的變化規律，同樣也影響加減速的快慢。式(6)通常作為理論推導的最合適的升降速控制曲線(xiàn)，即指數加減速曲線(xiàn)。指數曲線(xiàn)是矩頻特性的一種近似，能很好地利用低頻轉矩恒定的優(yōu)勢，但是高速加速時(shí)仍會(huì )出現轉矩大幅度下降，導致加速至高速困難。為更好地利用指數曲線(xiàn)的優(yōu)點(diǎn)，彌補指數曲線(xiàn)的缺陷，提出指數形式結合臺階模擬加減速方式和快速臺階模式減速方式。整個(gè)加速和減速過(guò)程如圖4所示。加速和減速采用不同的曲線(xiàn)控制。加速分為兩段，首先利用指數形式加速快的優(yōu)點(diǎn)，當達到一定速度時(shí)，再利用臺階模式加速，此處B點(diǎn)取目標頻率的80％，加速過(guò)程中的臺階比較密，易于電機加速；減速過(guò)程中只采用臺階形式減速，因為電機具有定位力轉矩特性，取fm的20％作為一個(gè)臺階，電機不會(huì )發(fā)生過(guò)沖，復雜的減速控制曲線(xiàn)反而會(huì )影響減速時(shí)間。

 

 

臺階法在軟件編程中易于實(shí)現，加減速時(shí)間得到了有效控制。減速和加速采用同一個(gè)曲線(xiàn)會(huì )影響減速時(shí)間，合理利用步進(jìn)電機的定位轉矩特性，可使電機快速地停止，提高電機的效率。

 

常用的斬波恒流驅動(dòng)方式的原理是采用電流波形補償控制技術(shù)，只不過(guò)參考電流是固定值，參考文獻和提出了改變電流參考波形的補償控制技術(shù)，在繞組供給值較小時(shí)，通過(guò)自動(dòng)切換參考電流波形的方式實(shí)現增大高頻牽出轉矩。本文在研究該技術(shù)的基礎上，提出一種基于調頻調壓方式的實(shí)時(shí)電流補償控制方法。不僅提高高頻性能，在電機低速時(shí)也能迅速降低注入繞組的電流，保證低頻平穩運行。
 

二相混合式步進(jìn)電機給定的半步工作方式的理想參考電流波形如圖5所示，電流能達到設定值ia。但是由于繞組是感性元件，實(shí)際電流的波形如圖6所示，不是完全的方波形式，圖中的陰影部分是電流減少的部分。這種現象隨著(zhù)電機運行頻率的增大變得更加明顯。當電機的頻率達到電機臨界值時(shí)，電機進(jìn)入電流不可控頻段，陰影部分的面積急速劇增，電機轉矩出現明顯下降。
 

 

 

 如圖7陰影部分所示，電機高頻運行時(shí)，為使電機繞組在短時(shí)間內仍能獲得足夠驅動(dòng)電機運轉的能量，在原先設定的電流波形的基礎上額外增加供給電流，補償減少的部分，提高相應的牽出轉矩。低頻時(shí)，為防止電流過(guò)剩，導致低頻振蕩，實(shí)時(shí)減少電流供給，如圖8陰影部分所示。
 

 

保證電流的有效補給，f與u的變化呈現一個(gè)非線(xiàn)性關(guān)系模型，并與Logistic生物增長(cháng)模型近似逼近。邏輯斯諦是一類(lèi)非線(xiàn)性回歸模型，提出這個(gè)模型的初衷是為了解釋新物種在生態(tài)系統的增長(cháng)變化趨勢。當一個(gè)物種遷徙到一個(gè)陌生的生態(tài)系統，而且該物種的起始總數量小于新的生態(tài)系統的最大容納量，則數量會(huì )增長(cháng)，增長(cháng)趨勢滿(mǎn)足邏輯斯諦方程。Logistic模型表達式為

 

 

式中x是自變量，y是x的函數，a、β、k是待定的常數。
 

物種到達一個(gè)新環(huán)境后的增長(cháng)趨勢如圖9所示。從最初的起始值增長(cháng)至平衡值，即式(7)中的常數a；β決定初始值的大小，β大于0時(shí)起始值落于最大值的下方，等于0時(shí)y為一條直線(xiàn)，小于0時(shí)起始值大于最大值a；而k是增長(cháng)快慢的常數，k越大增長(cháng)速度越快，且k只能為正數。

 

圖9：增長(cháng)趨勢模型圖
 

 

電機的繞組電壓與頻率的最佳曲線(xiàn)關(guān)系如圖10所示。

由此得出電壓和頻率的驅動(dòng)方程。

 

式中f為頻率，u為電壓，a、b和c為驅動(dòng)系數，e為自然對數的底數。在f的增大過(guò)程中，u的變化趨勢是先緩慢，再急劇，最后慢慢趨近于a，即設定的最大驅動(dòng)電壓值。

 

電機選用無(wú)錫三拓二相混合式步進(jìn)電機57HS5125A4，額定電流2．5 A，最高起動(dòng)頻率約為200 Hz，步距角1．8°。若PWM最終信號頻率設置為500 Hz，則f=0．8×500 Hz=400 Hz。在加速至400 Hz時(shí)采用臺階緩慢升速；減速過(guò)程由20％余量的臺階實(shí)現。選取合適的b值可以確定加速時(shí)間，b取0．05，加速時(shí)間約為0．3 s，減速時(shí)間為0．05 s，加速不失步，上升快而穩，是一種比較合適的升速曲線(xiàn)；減速沒(méi)有過(guò)沖現象。二者形成最佳升降速控制曲線(xiàn)。

   
該設計方案已做成實(shí)物并在使用之中，測得某一相繞組電壓和頻率之間的波形變化關(guān)系，如圖11所示。頻率和電壓采用邏輯斯諦模型電壓控制方式，繞組脈沖信號的頻率越高，供電電壓也越來(lái)越高，電流實(shí)時(shí)補償，波形毛刺較小，驗證了本方案的正確性。

 

圖11：實(shí)測繞組變化圖