【導讀】本文概述了SDR 的主要部分，著(zhù)重突出了幾種接收機和發(fā)射機可能的實(shí)施方法。這些結構中有許多實(shí)際上是相當老的技術(shù)，由于數字信號處理器容量的巨大提高，這些技術(shù)已經(jīng)是切實(shí)可行的了。 我們還介紹了這類(lèi)器件的測量和表征方法。SDR 通常是同時(shí)工作在模擬和數字域中的，因此有必要采用混合域的設備來(lái)進(jìn)行測量。
新的無(wú)線(xiàn)技術(shù)的涌現迫使人們使用多標準多頻段無(wú)線(xiàn)電，因此軟件無(wú)線(xiàn)電（software defined radio- SDR）將在未來(lái)無(wú)線(xiàn)電結構中起著(zhù)一個(gè)關(guān)鍵的作用。SDR 只采用一個(gè)硬件前置端，但可以通過(guò)調用不同的軟件算法來(lái)改變它的工作頻率，所占據的帶寬以及所遵守的不同的無(wú)線(xiàn)標準。這種方案能夠實(shí)現在現有標準和頻段之間經(jīng)濟（inexpensive）高效的互操作性。
SDR 的概念首先體現在Mitola[1]于1995 年所作的研究中。在這個(gè)研究工作中，他建議創(chuàng )造了一個(gè)完全由軟件來(lái)調節的無(wú)線(xiàn)電，使得無(wú)線(xiàn)電可以根據若干通信方案而自動(dòng)進(jìn)行調節。這個(gè)概念展示在圖1 中。
圖1、在文獻[1]中所介紹的軟件無(wú)線(xiàn)電常見(jiàn)的實(shí)施方法。一個(gè)入射到天線(xiàn)端口的信號通過(guò)環(huán)行器按規定路線(xiàn)被送至低噪聲放大器（LNA），隨后進(jìn)行數字化處理。采用數字信號處理器（DSP）可以完成若干種調制格式和介入模式的解調和編碼。而發(fā)射鏈路則采用相反的過(guò)程：基帶信號是在DSP 模塊中產(chǎn)生和向上變頻的，在通過(guò)環(huán)行器和天線(xiàn)之前，被轉化為模擬波形，進(jìn)行放大及帶通濾波。（來(lái)源于文獻[13]，經(jīng)許可使用。）
SDR 前置端由在大多數接收發(fā)射機中所使用的標準子系統組成：調制器和解調器，頻率轉換器，功率放大器（PA），以及低噪聲放大器（LNA）。然而，調制和編碼以及工作頻率則是由軟件來(lái)控制的。這樣的無(wú)線(xiàn)電一般都是依賴(lài)于數字信號處理器(DSP)來(lái)實(shí)現其靈活性的。SDR 可以根據傳輸的條件進(jìn)行自我調節， 從而將空氣界面中所存在的其它信號產(chǎn)生的干擾減到最小程度。這種系統的實(shí)施要求能夠用軟件從低頻到高頻進(jìn)行頻譜掃描。這個(gè)概念已經(jīng)推動(dòng)了許多研究者們對Mitola 在文獻[2]所提出的認知無(wú)線(xiàn)電（Cognitive radio-CR）這一構想進(jìn)行研究，其中，無(wú)線(xiàn)電通過(guò)優(yōu)化載波頻率，選擇調制方案和無(wú)線(xiàn)電標準進(jìn)行自我調節來(lái)適應所處的空氣界面條件，從而在給定的條件下將干擾減到最小并且保持通信的暢通。
CR 技術(shù)最有前途的應用之一是通過(guò)使用機會(huì )性無(wú)線(xiàn)電（Opportunistic radio）來(lái)提高頻譜占有率，在這里，無(wú)線(xiàn)電將利用某個(gè)時(shí)刻未被其它無(wú)線(xiàn)電系統所占用的頻譜。為了能夠實(shí)施這個(gè)理想的解決方案，無(wú)線(xiàn)電應當能看到并且了解在特定時(shí)刻下完整的頻譜或通信狀態(tài)。
SDR 概念背后的動(dòng)機不僅僅具有將前置端進(jìn)行調適來(lái)同時(shí)工作在任何調制模式，信道帶寬或載波頻率下的高度靈活性，而且通過(guò)使用全數字系統還可能節省成本。
在本文中，我們首先對SDR 接收機前置端的若干結構進(jìn)行一個(gè)簡(jiǎn)單的綜述。然后，我們介紹了可能用于發(fā)射機前置端的結構。我們還討論了可以用來(lái)提高放大器效率的方法。在“軟件無(wú)線(xiàn)電測量方法”一節中，我們介紹了市面上存在的可以對這種接收發(fā)射機進(jìn)行表征的儀器。最后，我們對這些研究工作進(jìn)行了總結，并且從我們的觀(guān)點(diǎn)出發(fā)找出最可能的解決方案。
軟件無(wú)線(xiàn)電接收機的結構
在這一節中，我們對有可能用于SDR 接收機的若干個(gè)前置端結構作了一個(gè)綜述。這個(gè)綜述主要是在參考了文獻[4]和[5]的基礎上完成的。
第一種結構 [ 圖2(a) ] 是眾所周知的超外差接收機，其中，由天線(xiàn)接收到的信號被兩個(gè)下變頻混頻器轉換到基帶，進(jìn)行帶通濾波及放大?；鶐盘柋晦D化到可以進(jìn)行處理的數字域內。由于從射頻到中頻是第一個(gè)混頻過(guò)程，在混頻器前必須使用鏡像抑制濾波器。目前，這種結構大多數用在較高的射頻頻段和毫米波頻段的設計中[6]，[7]，例如點(diǎn)對點(diǎn)的無(wú)線(xiàn)鏈接。在這些應用中，我們接下來(lái)將要討論的方案并不實(shí)用。實(shí)際上，超外差式接收機在用于SDR 時(shí)存在著(zhù)許多實(shí)質(zhì)性的問(wèn)題。一般來(lái)說(shuō)，會(huì )涉及許多制造技術(shù)，這使得人們很難實(shí)現全部元件的在片集成。同樣，它們通常被設計用于一個(gè)特定的信道(在一個(gè)特定的無(wú)線(xiàn)標準中)。這便阻止了將接收頻段進(jìn)行擴展以便用于具有不同調制格式和帶寬占據的信號之中。因此，超外差式結構由于在多頻段接收時(shí)的擴展很復雜，因而，其在SDR 接收機中的應用并不令人感興趣。
另一種方法是如圖2(b)所示的零中頻接收機[8]，[9]，這是一個(gè)簡(jiǎn)化版超外差結構。與前一種結構一樣，整個(gè)接收機的射頻頻段由帶通濾波器來(lái)選擇，并且由低噪聲放大器加以放大。隨后與混頻器直接向下變頻到直流，并且由模數轉換器（ADC）轉化到數字域。與外差結構相比，這種方法明顯地減少了模擬元件的數量，并且其允許使用的濾波器沒(méi)有像鏡像抑制濾波器要求得那么嚴格。因此，這種結構可以有高的集成度，使其成為在文獻[5]中所介紹的多頻段接收機和文獻[10]及[11]所描述的完整的接收機中常用的結構。然而，由于元件的性能要求，有些元件很難設計出來(lái)。同樣，將信號直接轉換到直流會(huì )產(chǎn)生一些問(wèn)題，如直流偏移（offset）[12]。還有其它一些問(wèn)題是與直流附近的二階交調產(chǎn)物相關(guān)的，并且，因為混頻器的輸出是基帶信號，很容易遭到混頻器大的閃爍噪聲的破壞[13]。它的優(yōu)勢使其成為近來(lái)無(wú)線(xiàn)電接收機中最常使用的結構。
圖2、（a）一個(gè)超外差接收機結構，其中射頻信號被接收，濾波，放大，向下變頻到中頻頻率，然后再次濾波和放大。然后，信號由正交解調器轉換到基帶，在每個(gè)路徑（I 和Q）進(jìn)行濾波，放大，隨后轉換到數字域。（b）一個(gè)零中頻結構，其中射頻信號被濾波，放大，由正交解調器直接轉換到基帶。隨后，信號被濾波，放大以及進(jìn)行數字化轉換。（c）一個(gè)帶通采樣接收機，在這個(gè)結構中，信號被濾波，放大，由采樣-和-保持電路進(jìn)行采樣，而采樣-和-保持電路通常是模數轉換器的一部分。信號被向下混頻到第一個(gè)奈奎斯特區，由模數轉換器進(jìn)行數字化轉換，并在數字域進(jìn)行處理。ADC：模數轉化器，BPF：帶通濾波器，FIR：有限脈沖響應濾波器，I：同相分量，LNA：低噪聲放大器，LO：本振源，LPF：低通濾波器，Q：正交分量；VGA：可變增益放大器。
與零中頻結構類(lèi)似的是低中頻接收機[14]，在這個(gè)接收機中，射頻信號被向下變頻到非零的較低的或中等的中頻信號，而不是直接變頻到直流。在這種情況下，一個(gè)射頻帶通濾波器被用于入射信號，隨后將信號進(jìn)行放大。這個(gè)信號通過(guò)一個(gè)性能比較強健的模數轉換器轉換到數字域，從而可以使用DSP 來(lái)進(jìn)行數字濾波以選通信道并消除正交解調器中同相正交（I/Q）失衡的問(wèn)題。這個(gè)結構仍然允許有較高的集成度，沒(méi)有零中頻結構所存在問(wèn)題的困擾，這是因為所需要的信號不在直流附近。然而，在這個(gè)結構中，鏡像頻率問(wèn)題又再次被引入，并且由于需要較高的轉換速率，從而提高了模數轉換器的功耗。
最后，以前所介紹方法的替代方案是帶通采樣接收機[15]，[16]，見(jiàn)圖2(c)。在這個(gè)結構中，接收到的信號由射頻帶通濾波器進(jìn)行濾波，這個(gè)濾波器可以是調諧濾波器或一個(gè)濾波器組。這個(gè)信號經(jīng)過(guò)寬帶低噪聲放大器進(jìn)行放大。由一個(gè)高采樣率的模數轉換器對信號進(jìn)行采樣，并將其轉換到數字域，然后進(jìn)行數字處理。這種結構是基于這樣一個(gè)事實(shí)基礎之上的，即無(wú)需進(jìn)行任何向下變頻便可以將模數轉換器中的采樣電路和保持電路從直流 到輸入的模擬信號帶寬之間的能量折疊進(jìn)入第一個(gè)奈奎斯特區[0，fs/2]。 這個(gè)結構利用了采樣和保持電路的一些優(yōu)點(diǎn)。正如在文獻[16]中所描述的，有可能根據下列關(guān)系式來(lái)準確地得到由此而生成的中頻頻率fIF
如果
為
為
(1)其中，fc 是載波頻率，fs 是采樣頻率，fix(a)是截取參數a 和參數b 的小數部分后所得到的值，rem(a，b)是a 除以b 的余數。
在這種情況下，射頻帶通信號濾波器起著(zhù)一個(gè)重要的作用，因為它必須將所期望頻段的奈奎斯特區以外所有的信號能量（基本上是噪聲）降低，否則，它們會(huì )與信號相混疊。如果不進(jìn)行濾波，在所要求的奈奎斯特區外的信號能量（噪聲）將與所期望的信號一起被折回進(jìn)入第一個(gè)奈奎斯特區，從而產(chǎn)生信噪比的劣化。這可由下式給出
(2)其中，S 代表著(zhù)所期望信號的功率，Ni和N0 分別是在頻段內和頻段外的噪聲，n 是混疊奈奎斯特區的數量。
這種方法的好處是所需的采樣頻率和隨后的處理速度是與信號帶寬而不是與載波頻率成正比的。這便減少了元件的數量。
然而，還存在一些關(guān)鍵性的要求。例如，采樣和保持電路（通常在模數轉換器內）的模擬輸入信號的帶寬必須要將射頻載波頻率包含在內，考慮到現代模數轉換器的采樣率，這便會(huì )成為一個(gè)很?chē)乐氐膯?wèn)題。時(shí)鐘抖動(dòng)也同樣是一個(gè)問(wèn)題。還有，要求進(jìn)行射頻帶通濾波以避免信號的交疊。
其它建議用于SDR 接收機的結構包括采用基于離散時(shí)間模擬信號處理的射頻信號直接采樣技術(shù)來(lái)接收信號，如在文獻[17]和[18]中所開(kāi)發(fā)出來(lái)的結構。這些方法依然處于極不成熟的階段，但由于它們在實(shí)施可重構接收機時(shí)具有的潛在的效率，人們還是應當對此進(jìn)行深入研究的。
軟件無(wú)線(xiàn)電發(fā)射機的結構
前置端
在這一節中，我們討論了若干個(gè)可能用于SDR 系統的發(fā)射機結構。正如我們已經(jīng)了解到的，一個(gè)發(fā)射機并不僅僅是功率放大器，而且還有其它各種不同的電路元件，統稱(chēng)為前置端。功率放大器的設計是發(fā)射機設計中最具有挑戰性的，它對無(wú)線(xiàn)系統的覆蓋面積，產(chǎn)品成本和功耗有很大的影響。這里，我們從對完整的發(fā)射機結構的分析開(kāi)始，在接下來(lái)的章節中，要討論功率放大器，因為它是與SDR 相關(guān)的。這個(gè)綜述主要是在文獻[19]的基礎上撰寫(xiě)的。
第一個(gè)結構 [ 圖3（a）] 是一個(gè)通用超外差發(fā)射機，它是圖2（b）所示的超外差接收機的對偶系統。信號是在數字域內產(chǎn)生的，隨后由簡(jiǎn)單的采樣數模轉換器（DAC）轉化到模擬域。信號在中頻下進(jìn)行調制，此時(shí)進(jìn)行放大和濾波以消除在調制過(guò)程中所生成的諧波。最后，采用本振源（LO2）將信號向上變頻為射頻信號，通過(guò)濾波來(lái)剔除不期望出現的鏡像邊帶，由射頻放大器進(jìn)行放大并饋入發(fā)射天線(xiàn)。I/Q 調制是在中頻下進(jìn)行的，這意味著(zhù)硬件元件的設計比起采用射頻調制要容易一些。最后，整體增益是在中頻下控制的，此時(shí)，比較容易制作高質(zhì)量可變增益放大器。然而，和接收機一樣，這樣一個(gè)結構有許多問(wèn)題。因此，這個(gè)結構主要是用于微波點(diǎn)對點(diǎn)無(wú)線(xiàn)鏈接，如用于回傳通信[6]，[7]， 當然還有上面所提到的無(wú)線(xiàn)電發(fā)射機領(lǐng)域。 電路的數量和低的集成度，以及功率放大器所要求的線(xiàn)性度，加上難以實(shí)施的多模式操作通常會(huì )阻礙超外差發(fā)射機在SDR 中的應用。
圖3（b）展示了一個(gè)直接轉換發(fā)射機的方框圖[20]，[21]，這是一個(gè)簡(jiǎn)化版超外差前置端。和最后那個(gè)例子一樣，它使用了兩個(gè)數模轉換器來(lái)將基帶數字化的I，Q信號轉化到模擬域。隨后的低通濾波器消除了奈奎斯特鏡像信號，從而改善了本底噪聲（背景噪聲）。這些信號是通過(guò)使用一個(gè)高性能I/Q 調制器在射頻處直接進(jìn)行調制的。隨后，信號由頻率中心在所期望的輸出頻率處的帶通濾波器進(jìn)行濾波，并由功率放大器來(lái)加以放大。
圖3、（a）一個(gè)超外差發(fā)射機結構，其中I/Q 數字信號被轉換到模擬域，經(jīng)過(guò)低通濾波，在中頻上進(jìn)行調制。然后，信號被放大，濾波，及向上變頻到射頻頻率，然后在發(fā)射之前再進(jìn)行濾波和放大。（b）一個(gè)直接轉換結構，其中I/Q 數字信號經(jīng)由數模轉換器傳遞到模擬域，經(jīng)過(guò)濾波，然后直接在所要求的射頻頻率上進(jìn)行調制。在這之后，射頻信號經(jīng)過(guò)濾波，并且由功率放大器放大。BPF 帶通濾波器，DAC：數模轉換器，DPA：驅動(dòng)功率放大器，I：同相分量，LO：本振源，LPF：低通濾波器，PA：功率放大器，Q：正交分量；
在一個(gè)頻率捷變系統中，信號鏈路的設計必須使得載波頻率可以在一個(gè)定義好的頻段內合成，這便會(huì )要求使用一個(gè)寬帶后調制器或可調后諧調制器的濾波操作來(lái)消除抑制帶外噪聲。因此，鑒于被稱(chēng)為“注入牽引”（injection pulling）現象的產(chǎn)生[22]，在功率放大器輸出端口的強信號可能會(huì )耦合到LO2 上。因此，LO2 的頻率會(huì )被牽引而偏離所要求的頻率值。
即使這種結構減少了所要求電路的數量，并允許進(jìn)行高度的集成，它還是存在一些缺點(diǎn)的，如可能的載波泄漏和相位與增益的失配。 在射頻頻段也許需要進(jìn)行增益控制，這種結構同樣要求功率放大器具有好的線(xiàn)性度。通過(guò)精心的設計，這些發(fā)射機可以用于SDR，并且隨著(zhù)集成技術(shù)的發(fā)展，我們已經(jīng)見(jiàn)證了超外差到直接轉換發(fā)射機結構的快速過(guò)渡。
功率放大器部分
在前面幾個(gè)結構中，所使用的射頻功率放大器（功率放大器模塊）是A 類(lèi)，AB 類(lèi)或B 類(lèi)，當工作在壓縮區時(shí)，它們展示出最高的效率，而工作在開(kāi)關(guān)模式時(shí)，則采用D 類(lèi)，E 類(lèi)或F 類(lèi)[23]。后一種高效率功率放大器工作在非線(xiàn)性很強的模式下。因此，它們只能放大恒定包絡(luò )調制信號，如用于全球移動(dòng)通信系統（GSM）的接入格式中。寬帶碼分多址接入（W-CDMA）和正交頻分復用（OFDM）這些新型接入模式中使用的正交幅值調制類(lèi)型（QAM）具有很高的峰均功率比（PAPR）。防止放大器進(jìn)入壓縮狀態(tài)的標準做法是在回退模式下（Back- off）進(jìn)行操作，即減小輸入功率直到功率放大器不再被驅動(dòng)進(jìn)入壓縮狀態(tài)。遺憾的是，這極大地降低了效率，特別是對于高PAPR 信號來(lái)說(shuō)。人們已經(jīng)建議使用若干線(xiàn)性化技術(shù)，如反饋，前饋，或數字預失真[23]，[24]，并對它們進(jìn)行了評估，但這些技術(shù)還沒(méi)有廣泛地應用于全集成化功率放大器中。
人們對如何有效地發(fā)射一個(gè)高PAPR 信號這個(gè)問(wèn)題已經(jīng)進(jìn)行了若干年的深入研究。為了提高效率，人們正在對幾年前所建議的一種Kahn 技術(shù)[25]進(jìn)行研究以便將其用于新的發(fā)射機結構中。
由Kahn 所建議的包絡(luò )分離和恢復（EER）技術(shù)是對極度非線(xiàn)性化，效率極高的發(fā)射機進(jìn)行線(xiàn)性化的一種方法。在這些系統中，通過(guò)對射頻輸出功率放大器的電源電壓進(jìn)行動(dòng)態(tài)調節來(lái)將信號的幅值恢復到相位調制信號表征狀態(tài)。圖4 展示了一個(gè)傳統的EER 結構。雖然這是一個(gè)很吸引人的概念，但實(shí)際實(shí)施起來(lái)卻是非常具有挑戰性的。這個(gè)挑戰主要在于要設計出一個(gè)完美的延遲線(xiàn)，一個(gè)準確的限制器，一個(gè)允許高PAPR 值和大帶寬的經(jīng)過(guò)改進(jìn)的偏置電路，以及進(jìn)行相位調制信號放大的開(kāi)關(guān)/飽和射頻功率放大器所能覆蓋的帶寬[30]。
圖4、Kahn 放大器部分的方框圖，其中射頻輸入信號被分離進(jìn)入兩個(gè)分支。一個(gè)分支是經(jīng)過(guò)了延遲的帶有相位信息的恒定包絡(luò )射頻載波（是由一個(gè)限制器和一條延遲線(xiàn)組成的）。另一個(gè)分支承載著(zhù)要進(jìn)行放大的信號包絡(luò )的幅值信息（Bias Ckt 這個(gè)分支），并且隨后饋入射頻功率放大器的漏極電壓端。
由于這些原因，在現代化的設計中，隨著(zhù)DSP 容量極大的提高，采用數字方法來(lái)實(shí)施包絡(luò )檢測器，限制器和延遲線(xiàn)（時(shí)延）是非常有利的。這種數字版本的EER發(fā)射機被用于極坐標發(fā)射機中，我們將在后面對此進(jìn)行說(shuō)明。
一個(gè)很有遠見(jiàn)的解決方案是采用脈寬調制來(lái)生成我們接下來(lái)將要介紹的所謂全數字式發(fā)射機。由于這種可賦予認知能力的新型SDR 結構的實(shí)施，而使得這種全數字化的方法變得非常重要。由于這種方法允許使用具有極高效率的發(fā)射機，如圖5 所示的S 類(lèi)功率大器，因此它能夠使得直流功耗變得很低。
此外，隨著(zhù)數字信號處理器速度的提高，為了開(kāi)發(fā)全數字化發(fā)射機，我們預見(jiàn)DSP 可以在射頻頻率提供射頻信號算法（特別是對開(kāi)關(guān)放大器來(lái)說(shuō)，其中它的輸入是數字脈寬調制信號，輸出是射頻調制信號）。
如圖5 所示，一個(gè)S 類(lèi)放大器[26]可以是一個(gè)純粹的開(kāi)關(guān)放大器，后面再跟上一個(gè)低通濾波器（來(lái)產(chǎn)生包絡(luò )信號）或一個(gè)帶通濾波器（來(lái)產(chǎn)生射頻信號）。這種理想化的放大器沒(méi)有直流功耗，這是因為輸出電壓和電流交替為零，因此，在理想狀態(tài)下，效率可以達到100%。在現實(shí)情況下，S 類(lèi)放大器在進(jìn)行信號過(guò)渡時(shí)，將會(huì )消耗一些功率。這是因為在實(shí)際器件中，互連元件和寄生電容會(huì )產(chǎn)生一些損耗，從而會(huì )產(chǎn)生有限的開(kāi)關(guān)時(shí)間。輸入脈寬調制信號可以由數字信號處理器來(lái)產(chǎn)生，不再需要寬帶數模轉換器，從而有可能降低成本。
圖5、一個(gè)S 類(lèi)功率放大器的簡(jiǎn)化電路，其中通過(guò)數字方式產(chǎn)生的脈寬調制信號被施加到它的輸入端。這個(gè)電路經(jīng)過(guò)低通或帶通濾波后將會(huì )產(chǎn)生一個(gè)基帶信號或一個(gè)射頻信號。
遺憾的是，如果觀(guān)察一下現實(shí)世界的情況，現在還不可能設計出一個(gè)工作在很高頻率下的S 類(lèi)高效率放大器。盡管如此，人們正在這個(gè)領(lǐng)域中做出著(zhù)一些成果[27]。人們正試圖用Sigma-Delta 調制器進(jìn)行類(lèi)似的嘗試[28]，[29]。
由于這個(gè)原因，采用在新結構中廣泛使用的開(kāi)關(guān)放大器便是基于極坐標發(fā)射機架構中包絡(luò )消除和恢復這個(gè)理論基礎之上的[30]，[31]，在這個(gè)結構中對包絡(luò )信息進(jìn)行了調制。因此，所需的帶寬要小得多，這是因為只有基帶信號才被放大。這便可以允許使用高效率的S 類(lèi)放大器，見(jiàn)圖6。
圖6、極坐標發(fā)射機的方框圖。信號是由DSP 產(chǎn)生的，并被分為包絡(luò )分量和恒定包絡(luò )相位調制分量。脈寬調制包絡(luò )信號由S 類(lèi)調制器進(jìn)行放大，隨后經(jīng)過(guò)低通濾波來(lái)產(chǎn)生模擬信號包絡(luò )，并被提供作為射頻功率放大器的偏置。恒定包絡(luò )相位調制分量由混合器向上變頻到射頻頻率，并由射頻功率放大器進(jìn)行放大。
如果我們考慮一下圖6 的電路，S 類(lèi)放大器僅僅是放大了輸入信號的包絡(luò )（通過(guò)數字信號處理器DSP 在數字域中進(jìn)行檢測）。在這種情況下，S 類(lèi)放大器僅被用來(lái)改變射頻高功率放大器的偏置電壓，Vdd(t)。 在相位路徑上，恒定包絡(luò )相位調制信號是在DSP 中產(chǎn)生的，隨后向上變頻到射頻頻率，并饋入射頻功率放大器。這個(gè)射頻功率放大器總是飽和的，從而具有很高的效率。盡管如此，這種設計的主要關(guān)注點(diǎn)是基帶包絡(luò )路徑和射頻路徑的時(shí)間對準（time alignment）問(wèn)題。這可以在數字域中通過(guò)使用DSP 的使用來(lái)進(jìn)行補償。
其它建議的結構包括基于Doherty[32]，[33]和異相技術(shù)[34]的放大器。Doherty 結構通過(guò)四分之一波長(cháng)線(xiàn)段或網(wǎng)絡(luò )，由兩個(gè)相同容量的功率放大器組合而成（一個(gè)偏置在B 類(lèi)的載波功率放大器和一個(gè)偏置在C 類(lèi)的峰值功率放大器）。在現代化的實(shí)施方案中，DSP 可以被用來(lái)通過(guò)控制施加到兩個(gè)功率放大器的驅動(dòng)和偏置來(lái)改善Doherty 放大器的性能。對于理想的B 類(lèi)放大器，在高PAPR 值信號下的平均效率可以高達70%。
異相設計，或者被稱(chēng)為采用非線(xiàn)性元件進(jìn)行的線(xiàn)性放大（LINC）的方法，通過(guò)將兩個(gè)由不同的相位隨時(shí)間而變化的信號所驅動(dòng)的功率放大器的輸出相合成而產(chǎn)生一個(gè)幅值調制信號。通過(guò)采用理想的B 類(lèi)放大器，對于與前一種情況下的PAPR 值相同的信號，平均效率為50%。在文獻[19]中可以找到這些設計中更多的細節。
對于SDR 來(lái)說(shuō)，Doherty 法和異相法在未來(lái)的探索研究中都是令人很感興趣的技術(shù)。這要歸因于這樣一個(gè)事實(shí)，即，特定的功率放大器部分效率的改善將使得整個(gè)發(fā)射機具有更高的效率。同樣，這個(gè)發(fā)射機結構還承諾可以在基于多標準和多頻段的信號下正確地工作。
軟件無(wú)線(xiàn)電實(shí)施方案的測試
在介紹了用于SDR 前置端的接收機和發(fā)射機的候選結構以后，我們下一步要致力于另一個(gè)重要的主題：SDR 系統的實(shí)驗和測試。這個(gè)討論的關(guān)鍵是混合域測試技術(shù)的概念，因為SDR 系統總是有一個(gè)處于模擬域的輸入，而另一個(gè)則是數字邏輯域。在SDR 概念中，主要思想是將模數/數模轉換器盡可能地推向靠近天線(xiàn)的地方，如圖1所示。因此，會(huì )有較少的信號存在于模擬域，數字信號測試的重要程度在傳統射頻系統表征中是無(wú)法體現的。
硬件
儀表工業(yè)[35]，[37]已經(jīng)開(kāi)發(fā)了適用于SDR表征的各種儀器，例如可以同時(shí)工作在模擬域和數字域的混合信號示波器。這樣便可以使得模擬信號和數字信號在同一臺儀器上實(shí)現時(shí)間的同步。然而，混合信號示波器僅僅能提供非同步采樣功能。 這意味著(zhù)，和傳統采樣示波器一樣，混合信號示波器是使用其內置時(shí)鐘來(lái)對數據進(jìn)行采樣的。正如在文獻[38] 和[39]中所討論的， 當對SDR 器件（包括模數轉換器）進(jìn)行測試時(shí)，傳輸函數相位和幅值的精準估測要求在輸入，輸出和時(shí)鐘信號之間進(jìn)行相關(guān)采樣。如果這些信號是通過(guò)非同步方式進(jìn)行采樣的話(huà)，那么就會(huì )產(chǎn)生足以完全劣化來(lái)自于SDR 的任何幅值和相位信息的頻譜泄漏。頻譜泄漏的出現是由于在進(jìn)行必要的傅立葉變換時(shí)（DFT 或FFT），兩個(gè)信號不是共享同一個(gè)時(shí)域網(wǎng)格，因此，它們彼此之間是互不相關(guān)的。
混合信號示波器可能存在的其它問(wèn)題包括，比如說(shuō)，為了獲取行為模型所需的必要的內存空間。因為這些儀器通常會(huì )采用很高的采樣率，需要大量的點(diǎn)來(lái)獲得常用的具有低/中等符號率的調制信號。因此，這種類(lèi)型的儀器無(wú)法全面表征一個(gè)完整的SDR 前置端。
儀表工業(yè)還提出了其它一些將若干儀器聯(lián)合起來(lái)的方法，包括邏輯分析儀，示波器，矢量信號分析儀或實(shí)時(shí)信號分析儀[40]-[42]。為了對一個(gè)SDR 發(fā)射機結構進(jìn)行測試，這些儀器可以按照類(lèi)似于圖7 中的配置進(jìn)行構建來(lái)使用。通過(guò)使用參考信號，觸發(fā)信號，和標記（markers），人們可以在數字域和模擬域以及時(shí)域和頻域之間進(jìn)行同步測量。采用這些系統所進(jìn)行的典型測試，可以用來(lái)評估SDR 中發(fā)射鏈路和接收鏈路，這些測試包括信號鏈中的誤差向量幅度（EVM）以及鄰道功率比（ACPR）。
圖7、用于測試軟件無(wú)線(xiàn)電發(fā)射機的設備，其中若干個(gè)儀器被結合在一起使用。一個(gè)邏輯分析儀在數字信號處理器（DSP）的輸出端采集數字邏輯比特，在數模轉換（DAC）和低通濾波器（LPF）的信號重建之后，采用一臺示波器對模擬信號進(jìn)行分析，一臺頻譜分析儀或矢量信號分析儀在正交調制器后或在信號放大之后獲取模擬射頻信號。
在文獻[39]中，作者討論了信號配時(shí)（signal timing ）和同步化的要求，并且提出了一些解決方案，例如，在實(shí)驗激勵裝置中嵌入一個(gè)觸發(fā)信號。一些重要問(wèn)題仍然有待解決，如混合信號儀器的校準過(guò)程?；旌闲盘杻x器中的模擬信道應當能夠理想地測量輸入端口的反射系數。應當用定向耦合器來(lái)對入射到被測元件的射頻信號提供一個(gè)基于波信號的阻抗失配校準表征。有了這些信息，就有可能將模擬輸入和數字輸出聯(lián)系起來(lái)，從而找到SDR 系統的傳輸函數，或者，甚至可以找到系統的完整的行為模型。人們有可能采用現成的元件和算法，比如文獻[43]中所討論的失配校正算法，來(lái)構建這樣一個(gè)儀器。然而，現在市面上還不存在一個(gè)完整的測試裝置。
通過(guò)這種混合信號測試設備，人們就有可能測量原先用于模擬前置端的品質(zhì)因數，以及原先用于數字通信信號的品質(zhì)因數。
品質(zhì)因數
一個(gè)可以用來(lái)評估數字化無(wú)線(xiàn)電整體性能的通用技術(shù)是誤碼率（BER）的測試。這個(gè)測試通過(guò)用錯碼位數與所傳輸的總位數之比來(lái)測量信號傳輸和接收的質(zhì)量。然而，這是一個(gè)局限性很大的測試，因為它并沒(méi)有提供錯碼的來(lái)源信息。
然而，如果采用圖7 所示的類(lèi)似的方案來(lái)對SDR系統進(jìn)行測試，處于不同域中的信號可同時(shí)由不同的儀器獲取。這便使得測試工程師們可以在整個(gè)信號鏈中準確地找出缺陷的可能來(lái)源。
關(guān)于這一點(diǎn)，第二個(gè)通用的品質(zhì)因數是EVM，它可以洞察發(fā)射機和接收機可能存在的問(wèn)題[40]，[42]，這是因為我們對幅值和相位誤差對每一個(gè)數字發(fā)射符號的影響都進(jìn)行了測量。EVM實(shí)質(zhì)上是測試整體的信號與噪聲之比以及信號的失真比，從而量化了由于非線(xiàn)性失真以及系統噪聲所引起的信號減損。與其它品質(zhì)因數不同，EVM 是通過(guò)實(shí)際傳輸的符號來(lái)評估所存在的問(wèn)題對信號質(zhì)量的影響。
一個(gè)常用于發(fā)射機測試的指標對頻譜在相鄰信道的再生進(jìn)行了量化。鄰道功率比[ACPR，有時(shí)又稱(chēng)為鄰道電平比（ACLR）]是采用（out of band masks）來(lái)進(jìn)行說(shuō)明的，而帶外規范則定義了在相鄰信道所允許的最大傳輸功率。ACPR 通常起因于非線(xiàn)性失真所引起的頻譜再生。
ACPR 同樣可以用于備用信道（與帶通信號相鄰信道所鄰接的信道）。ACPR 為評估整個(gè)無(wú)線(xiàn)電網(wǎng)絡(luò )的性能提供了一個(gè)功能測試，這是因為它可以允許工程師來(lái)對無(wú)線(xiàn)電系統的非線(xiàn)性對其它相近信道的干擾進(jìn)行評估。
正如對許多無(wú)線(xiàn)電結構的測試一樣，對于SDR 的測試來(lái)說(shuō)，測試中使用的激勵信號會(huì )影響無(wú)線(xiàn)電系統的測量性能。測試信號對無(wú)線(xiàn)電性能的影響通常是通過(guò)激勵固有的統計特性來(lái)進(jìn)行分析的，這個(gè)統計特性可以是采用概率密度（PDF ） 或者是互補累計分布函數（CCDF）。信號的PAPR 值（峰/均功率比）也經(jīng)常被用作一個(gè)品質(zhì)因數[44]-[48]。
在“無(wú)線(xiàn)系統測試指標”一節中對這些均適用于傳統無(wú)線(xiàn)電和SDR 系統的品質(zhì)因數進(jìn)行了更詳細的討論。在下一個(gè)例子中， 我們要說(shuō)明必須采用混合域方法來(lái)測試SDR 系統中的這些品質(zhì)因數。
無(wú)線(xiàn)系統測試的指標參數
這里，我們將要對在本文中所用到的品質(zhì)因數進(jìn)行一個(gè)簡(jiǎn)單的描述。
概率密度函數
在 概率論中， 概率密度函數（probability density function-PDF）是表示一個(gè)隨機變量X 的值小于x的概率的函數。通常，PDF 是在經(jīng)過(guò)了大量測量的基礎上確定的，它決定了x 所有可能取值的可能性，這是一個(gè)具有單位面積的非負函數
(S1)其中a 和b 代表的是要確定的X 的概率區間。
互補累計分布函數
互補累計分布函數（complementary cumulative distribution function- CCDF）曲線(xiàn)是與PDF 密切相關(guān)的， 因為， 它是通過(guò)CCDF=1-PDF 得到的。CDF 是可以直接從PDF 統計中得到的累計分布函數
(S2)一條CCDF 曲線(xiàn)展示出一個(gè)信號處于高于某個(gè)功率水平以上的時(shí)間。它通常是由超出平均功率以上的功率的分貝值來(lái)表示的。
峰均功率比
峰均功率比（peak to average power ration-PAPR）是給定信號的最大峰值功率與平均功率之比，是無(wú)線(xiàn)通信中最令人感興趣的測量指標。對于PAPR 對通信系統影響的評估主要是通過(guò)對CCDF 曲線(xiàn)的分析得到的，我們可以在CCDF 曲線(xiàn)中定義一個(gè)特定的百分比來(lái)獲得PAPR 的值
(S3)其中NT 是總采樣數（時(shí)間間隔），它被用來(lái)確定PAPR 的值。
鄰道功率比
鄰道功率比 （adjacent channel power ratio- ACPR ） 是測量一個(gè)無(wú)線(xiàn)系統在相鄰信道所產(chǎn)生的相對于主信道的失真量。它通常被定義為相鄰頻率信道（偏置信道）的平均功率與發(fā)射頻率信道的平均功率之比
(S4)其中F1 和F2 代表頻譜區間，S(W)是基頻信號，U1 和U2是上鄰信道的頻譜區間。
正如在無(wú)線(xiàn)標準中所定義的，有兩種測量ACPR 的方法，一種是考慮整個(gè)基頻信號和整個(gè)相鄰信道的比值。第二種方法（由于比較容易測量因而使用更為廣泛）是找到在整個(gè)主頻段或在載波中心頻率附近較小的帶寬內的功率與同樣較小帶寬的相鄰的信道內功率的比值。
誤碼率
誤碼率（bit error ratio -BER）是所接收到的信息中錯誤的位數與所傳輸的總的數據位數的比值。BER 通常是用百分比來(lái)表示的，其中0%代表在接收機未檢測到錯誤的比特
(S5)這個(gè)測量可以在數字域中由測試工程師所實(shí)施的軟件函數來(lái)進(jìn)行，但還需要使用眾所周知的BER 測試器，測試器向發(fā)射機輸入一個(gè)已知的數據串，并且將它與來(lái)自接收機輸出端的數據進(jìn)行比較。
誤差向量幅值
誤差向量幅值（error vector magnitude-EVM）是用來(lái)測試調制與解調準確度，以及信道受損程度的參數。它可以用來(lái)量化數字無(wú)線(xiàn)電發(fā)射機或接收機的性能。由發(fā)射機發(fā)射的信號或由接收機接收到的信號在硬件和軟件的實(shí)施過(guò)程中都會(huì )受到所有不同缺陷的影響，會(huì )使得K 調制信號星座點(diǎn)Zc(k)偏離它們的理想位置，S(k)。 在日常使用中，EVM 是測量這些點(diǎn)偏離它們的理想位置究竟有多遠，其中，對于N 個(gè)傳輸符號，我們可以得到
(S6)測試實(shí)例
為了說(shuō)明SDR 接收機的測試，我們使用文獻[39]所介紹的混合域測量裝置（類(lèi)似于圖7 所示的結構），如圖8所示。 一個(gè)用來(lái)模擬所發(fā)射的數字調制射頻信號的任意波形發(fā)生器和一臺接收機是用方框圖中的元件來(lái)仿真的。
圖8、按照文獻[39]中的建議，在實(shí)驗中采用儀器所實(shí)施的SDR 前置端的測試構建。被測器件（DUT）是由任意一個(gè)波形發(fā)生器來(lái)激勵的，示波器被用來(lái)對被測器件的模擬輸入信號進(jìn)行采樣。 一個(gè)邏輯分析儀被用來(lái)在被測器件的數字輸出端進(jìn)行采樣。采用參考信號和觸發(fā)信號來(lái)實(shí)現輸入和輸出測量的同步。這些設備是由使用通用接口總線(xiàn)（GPIB）連接的計算機來(lái)控制的。
這個(gè)被測器件是用帶寬為3MHz，采用64QAM（3/4）調制的處于頻分雙工模式的單用戶(hù)WiMAX 信號來(lái)激勵的[49]。
圖9 是采用邏輯分析儀在SDR 接收機的輸出端口所測得的結果。這個(gè)圖顯示出在激勵頻段上進(jìn)行了平均的總功率以及由于非線(xiàn)性失真而在上鄰信道中所產(chǎn)生的功率。這個(gè)圖展示了混合模式對SDR 進(jìn)行測試的本質(zhì)：模擬輸出的品質(zhì)因數ACPR 已經(jīng)通過(guò)數字輸出信號和模擬輸入信號而得到了重建。
圖9、在WiMAX 信號激勵下，SDR 前置端輸出端口的測量結果。
在給定的輸入功率下，我們也已經(jīng)用EVM 對被測器件的性能進(jìn)行了評估。我們根據增益和相位延遲對所接收到的數字化的WiMAX 信號進(jìn)行解調和糾錯，從而得到了如圖10 所示的星座圖。在這個(gè)特定的測試中，所得到的EVM 大約是5.05%。
圖10、對采用64-QAM 調制的WiMAX 信號的輸入和輸出結果進(jìn)行比較的星座圖。
正是由于我們使用了一個(gè)可以同時(shí)對模擬波形和數字波行表征的混合模式的儀器，這才有可能得到SDR 元件的特性。
總結和結論
在這篇文章中，我們對可用于SDR 前置端的接收機和發(fā)射機進(jìn)行了一個(gè)綜述。我們討論了各自的優(yōu)點(diǎn)與缺點(diǎn)。正如我們所看到的，一個(gè)多頻段多模式接收機良好的設計結構應當可以最佳地分享現有的硬件資源，并且使用可調諧和可以進(jìn)行軟件編程的器件。并不是每一個(gè)接收機結構都具有這種特性的。從這個(gè)意義上講，按照我們的觀(guān)點(diǎn)，當SDR 接收機前置端更加成熟的時(shí)候，它將會(huì )是基于零/低中頻結構或帶通采樣設計基礎之上的。
對于發(fā)射機來(lái)說(shuō)，EER 技術(shù)和其修正版本是SDR應用中很有前途的選擇，因為它們的效率很大程度上與PAPR 無(wú)關(guān)。因此，它們可以很容易地應用到多標準和多頻段操作中[50]。這種SDR 和CR 發(fā)射機結構不僅需要高效放大器，而且還需要寬帶放大器[51]。SDR 領(lǐng)域在信號傳輸方面正在從模擬向數字方向轉移，因此，對提高射頻放大器開(kāi)關(guān)速度的要求變得更為明顯，更加嚴格，從而在未來(lái)將會(huì )引領(lǐng)到S 類(lèi)發(fā)射機。
關(guān)于表征SDR 系統所采用的測試設備，我們說(shuō)明了為什么混合域設備對于SDR 的表征是非常必要的。我們還描述了為什么還要進(jìn)行一些改進(jìn)來(lái)開(kāi)發(fā)可以快速地，自動(dòng)地表征前置端并進(jìn)行失配校正的同步儀器。這樣的設備應當可以很理想地提供一些信息，如不同調制類(lèi)型的EVM 和不同技術(shù)的鄰道功率比，并且能夠對多標準多頻段無(wú)線(xiàn)電結構進(jìn)行測試。隨著(zhù)SDR 技術(shù)的日臻成熟，我們期待著(zhù)會(huì )在市面上看到這些類(lèi)型的儀器。
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作者：Pedro Cruz, Nuno Borges Carvalho, Kate A. Remley
來(lái)源：IEEE microwave magazine
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