功率變壓器模型 

 

在分析Flyback電路之前，我覺(jué)得有必要把變壓器模型做一個(gè)總結，因為我們對變壓器的分析其實(shí)是在一定的模型上面進(jìn)行分析的。這里闡述我的一個(gè)觀(guān)點(diǎn)， 如果說(shuō)實(shí)際測試和實(shí)驗是非常重要的話(huà)，對分析對象有一個(gè)清晰的模型概念對電子工程師來(lái)說(shuō)是非常必要的，建立的模型的目的完全是為了可以簡(jiǎn)化問(wèn)題。當然建立了模型進(jìn)行分析，可能和實(shí)際的測試結果有出入，每一個(gè)對象的實(shí)際總有偏差，但大規模生產(chǎn)有個(gè)前提就是需要控制對象的參數分布在一定范圍內。

 

功率變壓器在電源中起著(zhù)能量變換和能量傳送的作用（聯(lián)接信號源與負載的中介）。一般的變壓器模型是一個(gè)雙端口網(wǎng)絡(luò )，在大部分仿真軟件中的模型如下：

 

 

不過(guò)因為雙端口模型不利于我們的分析，我們一般不直接使用這種模型。（當然軟件中大部分都是這么分析）這種模型忽略了漏磁電感和激磁電抗，需要進(jìn)行改進(jìn)才能得出比較精確的結果。

 

我們也可以將變壓器與負載分開(kāi)（獨立的器件）, 變壓器則等效成為附加一定電抗的電感器, 次邊電磁參數以一定變換歸一化到原邊進(jìn)行處理, 可看成一個(gè)單口網(wǎng)絡(luò )進(jìn)行等效, 從而使模型得以簡(jiǎn)化。最簡(jiǎn)單的模型如下：

 

 

圖中各個(gè)參數為：

 

C：端口分布電容

Rc：線(xiàn)圈交流電阻

Rm：磁心損耗電阻

Ls：線(xiàn)圈漏感

Lm：磁心磁化電感

RL’：負載折合到原邊的等效電阻

 

主要缺點(diǎn)有兩個(gè)：

 

1）I.c=I.m+I.lm+I.l,變壓器的銅損（線(xiàn)圈電阻損耗）與鐵損（磁芯損耗）是相關(guān)的，很難成為獨立的兩個(gè)參量。

 

2）當開(kāi)關(guān)通斷的頻率比較高時(shí)，不同繞組間的電容效應已較為明顯, 次邊繞組的銅損折合至原邊的等效阻抗已經(jīng)能夠明顯的影響變壓器的響應。

 

如果各位對上面的模型不太清楚，以下這張圖能夠比較清晰的反應變壓器線(xiàn)圈的分布參數：

 

我們可以建立了一個(gè)繞組的模型，端口電容也可以認為是繞組的分布電容（匝間電容和層間電容），分布電容經(jīng)過(guò)疊加折算得：繞組的等效并聯(lián)電容C′= Ci/ ( N - 1) ( N > 1)Φm為主磁通（產(chǎn)生感應電動(dòng)勢）對應磁芯磁化電感Lm，Φc為漏磁通對應線(xiàn)圈漏感

 

 

第一個(gè)改進(jìn)型模型：

 

 

Cp：端口并聯(lián)等效分布電容（初級線(xiàn)圈）

Rp：端口并聯(lián)等效介質(zhì)損耗電阻（次級線(xiàn)圈）

Cs：初級和次級繞組間等效耦合電容

Rs：初級和次級繞組間等效介質(zhì)漏

Ls：線(xiàn)圈漏電感，分為L(cháng)se和Lsm

Lm：勵磁電感,分為L(cháng)ma和Lml

Rm：磁心損耗等效電阻

Rcp：原邊繞組的等效電阻

Rce：次邊繞組的等效電阻

RL：折算到原邊的負載等效電阻

 

模型主要特點(diǎn)：

 

流過(guò)Rce的電流I.Rce ,流過(guò)Rcp的電流I.Rcp ,流過(guò)Rm的電流I.Rm 相互獨立, 模型使源邊副邊的銅損與磁芯損耗（鐵損）不再相關(guān)。

 

不過(guò)個(gè)人認為下面這個(gè)模型更好理解一些：

 

 

Cps為初級和次級繞組之間的電容

Lkp：初級繞的漏感

Cp：初級繞組的寄生電容（分布電容）

Rp：初級繞組的線(xiàn)圈電阻

Lks：次級繞的漏感

Cs：次級繞組的寄生電容（分布電容）

Rs：次級繞組的線(xiàn)圈電阻

Lm：變壓器勵磁電感

Rm：磁芯損耗的電阻

RL：折算到原邊的負載等效電阻

CL：折算到原邊的負載等效電容

 

這個(gè)模型可能好理解一些，不過(guò)我們分析的時(shí)候可以從這些模型開(kāi)始參照，或者說(shuō)分析的時(shí)候通過(guò)某些參數的變化來(lái)分析整個(gè)趨勢。

 

激式電源的開(kāi)關(guān)過(guò)程分析 

 

關(guān)于這個(gè)論題很多人已經(jīng)給出了它們的分析，不過(guò)呢寥寥幾句有時(shí)候帶給人更多的是疑惑和迷茫。參考了一些論文和分析，把我個(gè)人對這個(gè)問(wèn)題的分析表述出來(lái)，可 能和設計的分析會(huì )有一些誤差，不過(guò)提出一個(gè)大家看得懂的問(wèn)題總是比努力去看懂一些生澀的文字要好些（這里說(shuō)明一點(diǎn)，做的分析和示意可能并不是對的）。

 

 

我們分析的主要問(wèn)題還是在Q1管子在關(guān)斷過(guò)程中的響應，至于設計電路減小這個(gè)響應的影響，方法有很多，個(gè)人以為就取值和影響合在一起做一個(gè)小專(zhuān)題。

 

在關(guān)斷過(guò)程中，如果不考慮加入抑制暫態(tài)過(guò)程的電路，我們看到的波形將不會(huì )是理想的，如下圖所示：

 

 

把上面的功率變壓器模型改進(jìn)模型2帶入其中分析：

 

 

Mos管關(guān)斷前的穩態(tài)分析：

 

勵磁電感和漏電感中均儲存能量，同時(shí)由于二極管的結電容存在，次級電容上都存在一定的電壓，次級漏感中無(wú)電流。

 

 

然后我們把Mos管關(guān)掉，看下圖:

 

 

我們來(lái)吧上面的過(guò)程整理一下：

 

1.MOS管關(guān)斷后,初級電流（勵磁電感和初級漏電感和電源的綜合作用）給MOS輸 出電容充電，初級電容，初次級之間電容，次級電容，次級二極管電容，負載電容則開(kāi)始放電（你可以這樣理解，因為壓差小了，電容放電，也可以理解為反向充 電），Mos管DS端電壓是上升的（這里可以認為是上面所涉及的分布參數之間的諧振，這個(gè)電路的Q之很小的），此時(shí)的電壓可以認為是線(xiàn)性上升的。注意此時(shí)的次級的二極管是沒(méi)有導通的，因為DS端電壓比較小。

 

2.當DS端電壓上升，次級的電壓達到輸出電壓（這是客觀(guān)存在的，因為我們要保證輸出電壓的穩定）+整流管的電壓后,如果沒(méi)有次級漏感，次級回路就導通了，因此DS端電壓會(huì )繼續上升，當克服了次級漏感的影響后，次級電流開(kāi)始上升，在這個(gè)時(shí)候勵磁電感的能量由于有更小的阻抗通路，從初級來(lái)看，初級電流會(huì )減小。

 

 

3.這個(gè)時(shí)候起決定性作用的就變成了初級漏感，它不能耦合到次級上沒(méi)有小的阻抗通路，因此初級漏電感就和Mos管輸出電容之間和初級電容之間諧振，電壓形成幾個(gè)震蕩（如果沒(méi)有吸收和clamped電路這個(gè)過(guò)程會(huì )持續很久）。

 

初級漏感電流是初級電流的一部分，因此伴隨著(zhù)初級漏感電流的下降的是次級電流的上升，如果沒(méi)有clamped電路，電流的下降會(huì )非?？?，如果加入clamped電路等于把這個(gè)過(guò)程拉長(cháng)，電壓應力也就減小了。

 

 

反激DCM模式RCD參數計算 

 

 

首先我們將關(guān)心的因素縮小，把主要考慮的元素分為Mos管的等效輸出電容Coss，變壓器勵磁電感Lm，變壓器的初級漏感Lkp作為考慮對象。

 

 

如圖所示，如果不加RCD鉗位，電路在DCM模式下，電路可能發(fā)生兩次振蕩，第一次主要是初級漏感Lkp和Coss的電容引起的，第二次主要是在電路能量耗盡后，勵磁電感和Coss電容振蕩引起的這里需要補充一下，在仿真的時(shí)候，已經(jīng)觀(guān)察到了這個(gè)明顯的現象了。

下面開(kāi)始我們的計算：

 

 

計算過(guò)程，把Flyback的計算過(guò)程帶入其中：

 

 

找了好些文檔都是這么計算的，不過(guò)我發(fā)現幾個(gè)問(wèn)題

 

1.消耗的能量不僅僅是漏感的，也包括勵磁電感的能量

 

2.在鉗位過(guò)程中，電壓是變化的，并不存在徹底鉗位在V.c_mx的情況發(fā)生

 

因此我們需要修改模型

 

RCD吸收電路的影響和設計方法（定性分析） 

 

介紹RCD電路的影響。

 

 

先分析過(guò)程：

 

 

對應電路模型：

 

 

我們可以定性的分析一下電路參數的選擇對電路的暫態(tài)響應的影響：

 

1.RCD電容C偏大

 

電容端電壓上升很慢，因此導致mos 管電壓上升較慢，導致mos管關(guān)斷至次級導通的間隔時(shí)間過(guò)長(cháng)，變壓器能量傳遞過(guò)程較慢，相當一部分初級勵磁電感能量消耗在RC電路上 。

 

波形分析為：

 

 

2.RCD電容C特別大（導致電壓無(wú)法上升至次級反射電壓）

 

電容電壓很小，電壓峰值小于次級的反射電壓，因此次級不能導通，導致初級能量全部消耗在RCD電路中的電阻上，因此次級電壓下降后達成新的平衡，理論計算無(wú)效了，輸出電壓降低。

 

 

3.RCD電阻電容乘積R×C偏小

 

電壓上沖后，電容上儲存的能量很小，因此電壓很快下降至次級反射電壓，電阻將消耗初級勵磁電感能量，直至mos管開(kāi)通后，電阻才緩慢釋放電容能量，由于RC較小，因此可能出現震蕩，就像沒(méi)有加RCD電路一樣。

 

 

4.RCD電阻電容乘積R×C合理，C偏小

 

如果參數選擇合理，mos管開(kāi)通前，電容上的電壓接近次級反射電壓，此時(shí)電容能量泄放完畢，缺點(diǎn)是此時(shí)電壓尖峰比較高，電容和mos管應力都很大

 

 

5.RCD電阻電容乘積R×C合理，R，C都合適

 

在上面的情況下，加大電容，可以降低電壓峰值，調節電阻后，使mos管開(kāi)通之前，電容始終在釋放能量，與上面的最大不同，還是在于讓電容始終存有一定的能量。

 

 

以上均為定性分析，實(shí)際計算還是單獨探討后整理，需要做仿真驗證。

 

反激開(kāi)關(guān)過(guò)程和RCD電路的影響（仿真結果） 

 

下面做了一些仿真，果然和上面的文章分析的相互印證

 

先看看無(wú)RCD電路的情況：

 

 

 

 

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