本文描述簡(jiǎn)單的RC網(wǎng)絡(luò )如何降低可調節輸出低壓差穩壓器的輸出噪聲。本文通過(guò)實(shí)驗數據來(lái)演示這一簡(jiǎn)單方法的有效性。雖然RC網(wǎng)絡(luò )的主要目的是降噪，但它也能改善電源抑制和負載瞬態(tài)響應。

 

圖 1 顯示典型可調節輸出LDO的簡(jiǎn)化框圖。輸出電壓VOUT等于基準電壓與誤差放大器直流閉環(huán)增益的乘積：VOUT = VR × (1 + R1/R2)，其中(1 + R1/R2)是誤差放大器的直流閉環(huán)增益。

 

誤差放大器噪聲VN和基準電壓噪聲VRN放大相同的倍數，使輸出噪聲與設定的輸出電壓成比例增加。這使得輸出電壓上的噪聲比參考電壓高但小于 2 倍，輸出噪聲適度增加但在敏感應用 中哪怕這種適度增加都有可能無(wú)法接受。

 

圖 1. 顯示內部噪聲源的可調節 LDO 簡(jiǎn)化框圖

 

LDO 噪聲

 

LDO的主要噪聲源是內部基準電壓和誤差放大器。當今的器件工作時(shí)內部偏置電流為幾百nA或更低，可實(shí)現高達 15 µA的靜態(tài)電流。這些小電流需要使用高達 1 GΩ的偏置電阻，使得誤差放大器和基準電壓電路相比分立式部署更為噪雜。典型LDO采用電阻分壓器設置輸出電壓，因此噪聲增益等于交流閉環(huán)增益，其結果與直流閉環(huán)增益相同。

 

降低 LDO 噪聲

 

兩種降低LDO噪聲的主要方法是過(guò)濾基準電壓，以及降低誤差放大器的噪聲增益。某些LDO可采用外部電容過(guò)濾基準電壓。事實(shí)上，許多所謂的超低噪聲LDO都需要使用外部降噪電容來(lái)實(shí)現其低噪聲性能。這項技術(shù)的缺點(diǎn)是誤差放大器噪聲和任何殘留的基準電壓噪聲依然會(huì )通過(guò)交流閉環(huán)增益放大。這使得噪聲與輸出電壓成正比。

 

降低誤差放大器的噪聲增益可使LDO的輸出噪聲不隨輸出電壓上升而大幅增加。不幸的是，這對于固定輸出LDO而言是不可行的，因為反饋節點(diǎn)不易獲得。然而幸運的是，該節點(diǎn)在可調節輸出LDO中容易獲得。

 

圖 2 顯示的是一個(gè)可調節輸出LDO，其中R1 和R2 設置輸出電壓。由R3 和C1 構成的網(wǎng)絡(luò )可降低誤差放大器的交流增益。為確保具有低相位裕量（或者非單位增益穩定）LDO的穩定性，選擇R3 將放大器的高頻增益設為 1.1 左右。如需降低 1/f區的噪聲，則需選擇C1 將低頻零點(diǎn)設為 10 Hz以下。

 

圖 2. 降低可調節輸出 LDO 噪聲增益的簡(jiǎn)單 RC 網(wǎng)絡(luò )

 

圖 3 將交流閉環(huán)增益（其降噪網(wǎng)絡(luò )經(jīng)過(guò)適當設計）與開(kāi)環(huán)增益 以及未經(jīng)過(guò)修改的閉環(huán)增益進(jìn)行比較。采用降噪網(wǎng)絡(luò )后，在大 部分帶寬中交流增益接近單位增益，因此基準電壓噪聲和誤差 放大器噪聲放大的程度較低。

 

圖 3. LDO 環(huán)路增益與頻率的關(guān)系（帶降噪網(wǎng)絡(luò )）

 

圖 4 顯示降噪網(wǎng)絡(luò )對ADP125 LDO噪聲譜密度的影響。該曲線(xiàn)比較了使用和不使用降噪網(wǎng)絡(luò )時(shí)，4 V電壓下的噪聲譜密度，以及單位增益下的噪聲譜密度。

 

可看到在 20 Hz至 2 kHz范圍內，噪聲性能得到了極大的改善。在R1 和C1 組成的零點(diǎn)之上，采用降噪網(wǎng)絡(luò )的噪聲特性與單位 增益時(shí)基本相同。噪聲譜密度曲線(xiàn)在 20 kHz以上融合，這是因為誤差放大器的閉環(huán)增益與開(kāi)環(huán)增益相交，無(wú)法進(jìn)一步降低噪聲增益。

 

圖 4. 可調節輸出 LDO ADP125 的噪聲譜密度

 

電源抑制

 

此頻率范圍內的電源抑制比(PSRR)同樣得到了改善。PSRR衡量電路抑制電源輸入端出現的外來(lái)信號(噪聲和紋波)，使這些 干擾信號不至于破壞電路輸出的能力。PSRR定義為：PSRR = VEIN/VEOUT。這還可以用dB表示：PSR = 20 × log(VEIN/VEOUT)， 其中VEIN 和VEOUT為出現在輸入端和輸出端的外來(lái)信號。

 

對于大部分模擬電路，PSR用于為電路內部供電的引腳。然而，對于LDO，輸入引腳不僅為內部電路供電，還為穩壓輸出提供負載電流。

 

改善 PSR

 

使用降噪網(wǎng)絡(luò )降低可調節輸出LDO輸出噪聲還有另一個(gè)優(yōu)勢，即還能改善低頻PSR。圖 2 中的R1、R3 和C1 形成超前-滯后網(wǎng)絡(luò )，其零點(diǎn)大致在 1/(R1 × C1)處，極點(diǎn)大致在 1/(R3 × C1)處。超前-滯后網(wǎng)絡(luò )為補償環(huán)路提供正饋功能，因此能改善PSR。對于低于閉環(huán)增益和開(kāi)環(huán)增益融合的頻率而言，若改善的量以dB表示，則數值約為 20 × log(1 + R1/R3)。

 

圖 5 顯示降噪網(wǎng)絡(luò )對可調節輸出LDO ADP7102 所產(chǎn)生的影響。若輸出為 9 V，則R1 = 64 kΩ、R2 = 10 kΩ、R3 = 1 kΩ、C1 = 1 μF。R1 和C1 在大約 2.5 Hz時(shí)建立的零點(diǎn)證明 10 Hz以上PSRR得到了改善。在 100 Hz至 1 kHz范圍內，總PSRR增加約 17 dB。改善情況直到約 20 kHz處才有所下降；在該處，開(kāi)環(huán)增益和閉環(huán)增益融合。

 

圖 5. 使用和不使用降噪網(wǎng)絡(luò )的可調節輸出

LDO ADP7102/ADP7104 的 PSRR

 

瞬態(tài)負載改善

 

降噪網(wǎng)絡(luò )還能改善LDO的瞬態(tài)負載響應。同樣，R1、R3 和C1執行補償環(huán)路的前饋功能。負載瞬態(tài)的高頻分量——由未經(jīng)衰減的誤差放大器檢測——允許誤差放大器快速響應負載瞬態(tài)。圖 6 顯示使用與不使用降噪網(wǎng)絡(luò )時(shí)的ADP125 負載瞬態(tài)響應情況。使用降噪網(wǎng)絡(luò )后，LDO能在 50 μs內響應負載瞬態(tài)，而不使用降噪網(wǎng)絡(luò )時(shí)為 500 μs。

 

(a) 不使用降噪網(wǎng)絡(luò )

 

(b) 使用降噪網(wǎng)絡(luò )

圖 6. 可調節輸出 LDO ADP125 的瞬態(tài)負載響應

 

對啟動(dòng)時(shí)間的影響

 

降噪網(wǎng)絡(luò )的一個(gè)缺點(diǎn)是它會(huì )極大地增加啟動(dòng)時(shí)間。圖 7 顯示使用與不使用降噪網(wǎng)絡(luò )時(shí)的ADP125 啟動(dòng)時(shí)間。正常啟動(dòng)時(shí)間約為 600 μs。若C1 = 10 nF，則啟動(dòng)時(shí)間增至 6 ms；若C1 = 1 μF，則增至 600 ms。對于電路完全上電后不再開(kāi)關(guān)LDO的應用而言，啟動(dòng)時(shí)間增加應該不是問(wèn)題。

 

(a) 不使用降噪網(wǎng)絡(luò )

 

(b) 使用降噪網(wǎng)絡(luò )，C1 = 10 nF

 

(c) 使用降噪網(wǎng)絡(luò )，C1 = 1 µF

圖 7. 可調節輸出 LDO ADP125 的啟動(dòng)時(shí)間

 

結論

 

通過(guò)添加一個(gè)簡(jiǎn)單的RC降噪網(wǎng)絡(luò )，便可明顯改善可調節輸出LDO的噪聲、電源抑制和瞬態(tài)性能，為高速時(shí)鐘、模數轉換器、數模轉換器、壓控振蕩器和鎖相環(huán)等噪聲敏感型應用帶來(lái)極大的優(yōu)勢。

 

ADP125, ADP171, ADP1741, ADP1753, ADP1755, ADP7102, ADP7104, 和 ADP7105等LDO均具有這種通用架構，并將極大 地受益于降噪網(wǎng)絡(luò )的使用。該技巧可用于與圖 2 所示相似的 LDO架構，在該架構中，基準電壓噪聲和誤差放大器噪聲均由 直流閉環(huán)增益放大，因此輸出噪聲與輸出電壓成比例關(guān)系。

 

較新的超低噪聲LDO——比如ADM7151不會(huì )得益于此降 噪網(wǎng)絡(luò )，因為該架構采用單位增益LDO誤差放大器，所以基準電壓等于輸出電壓。此外，內部基準電壓濾波器極點(diǎn)低于 1 Hz，可極大地過(guò)濾基準電壓，并消除幾乎全部基準電壓噪聲影響。

 

 

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