中心議題：

• 傳感器和阻性檢測元件
• 模數轉換器與阻性器件
• 傳感器的測量
• 傳感器及A/D轉換接口的設計
• 惠斯通電橋

解決方案：

• 省去電壓基準
• 與電源電壓成比例的傳感器設計
• 惠斯通電橋的線(xiàn)性化

傳感器和阻性檢測元件

許多傳感器的輸出與其電源電壓都是成比例的。這通常是因為產(chǎn)生輸出的感應元件是比率器件。最常見(jiàn)的比率元件是電阻器，其阻值隨被測量的變化而變化。電阻式溫度檢測器(RTD)和應變計都是典型的阻性敏感元件。

阻性元件的比率性是由于其阻抗不能直接測量。其值是由電阻兩端的電壓與經(jīng)過(guò)電阻的電流的比值確定的。

R = V/I       公式1 (歐姆定理)

使用阻性元件的傳感器通常令一個(gè)電流流過(guò)電阻并測量其電壓。在輸出傳感器之前，可以將該電壓進(jìn)行放大或電平偏移，但是其大小仍然與流過(guò)電阻的電流相關(guān)。如果該電流來(lái)自于電源電壓，那么傳感器的輸出與電源電壓成比例。公式2描述了這類(lèi)比例傳感器的輸出(圖1)，其中Vs是輸出信號，Ve是激勵電壓，S是傳感器的靈敏度，P是所測參數的量值，C是傳感器的失調量。

Vs = Ve (P x S + C)       公式2

圖1. 比例型傳感器

Honeywell™ MLxxx-C系列壓力傳感器是眾多汽車(chē)比例傳感器中具有代表性的器件。當在5V標稱(chēng)電源電壓下工作時(shí)，失調電壓為0.5V，滿(mǎn)量程輸出為4.5V。如果改變激勵電壓，失調電壓和滿(mǎn)量程輸出會(huì )隨之按比例變化。

需要知道激勵電壓才可使用輸出信號，這在許多應用中是很不方便的。為了解決這一問(wèn)題，制造商在電路上增加了一個(gè)電壓基準。這種器件可提供非常精確的電壓，并與溫度和電源電壓無(wú)關(guān)。如果流經(jīng)感應電阻的電流來(lái)自于基準電壓，那么公式2中的Ve可用一個(gè)常數替換。從而得到公式3，其中的新常數包含在S2和C2之中。

Vs = P x S2 + C2       公式3

因為輸出信號僅為被測參數的函數，所以公式3不是比例關(guān)系。Honeywell公司的MLxxx-R5系列壓力傳感器就是非比例傳感器。當在7V和35V之間的任何電源電壓下工作時(shí)，失調都是1V，滿(mǎn)量程輸出為6V。

模數轉換器(ADC)與阻性器件

用于將傳感器信號數字化的ADC也是比例器件。無(wú)論其內部架構如何，所有ADC都是通過(guò)對未知輸入電壓與已知參考電壓相比較來(lái)工作的。轉換器的數字化輸出是輸入電壓與參考電壓的比值乘以ADC的滿(mǎn)量程讀數?？紤]到內部放大和設計的多樣性，還需要一個(gè)比例因子K。無(wú)論K值大小，只要ADC的配置未改變，K值都保持固定不變。公式4描述了一個(gè)普遍意義上的ADC (圖2)的數字讀數(D)和輸入信號(Vs)，參考電壓(Vref)，滿(mǎn)量程讀數(FS)以及比例因子(K)間的關(guān)系。

D = (Vs/Vref)FS x K       公式4

圖2. 普遍意義上的模數轉換器

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參考電壓的來(lái)源與ADC的具體設計有關(guān)。在一些ADC中參考電壓是電源電壓，而在另一些ADC中參考電壓來(lái)自于內部基準源，在其他設計中，用戶(hù)必須將參考電壓連接至ADC的Vref輸入端。如果使用了內部或外部電壓基準，使參考電壓成為一個(gè)衡定值，則公式4可簡(jiǎn)化為公式5，其中K2是一個(gè)新的常數，其值為FS x K/Vref。

D = Vs x K2       公式5

傳感器的測量

由一個(gè)非比例傳感器和具有固定參考電壓的ADC組成的小系統的輸出可通過(guò)將公式3 (傳感器的輸出)中的Vs (ADC的輸入)代入公式5中得到。如公式6所示。

D = P x S2K2 + C2K2       公式6

公式6給出了所需的確切關(guān)系。數字量值(D)大小與P的變化成比例，并且僅受P改變的影響。D不受溫度和電源電壓變化的影響。

省去電壓基準

利用電壓基準穩定傳感器和ADC是一種有效且必要的技術(shù)。然而，并非總是最好的技術(shù)。

本文的其余部分將討論如何創(chuàng )造性地利用ADC的參考電壓輸入，從而省去許多傳感器電路中的電壓基準和電流源。這種設計節省了元件成本、電路板空間以及電壓“凈空”。由于省去了電壓基準，非理想基準相關(guān)的誤差也不復存在，因此精度也有所改善。這種技術(shù)已在汽車(chē)工業(yè)中應用多年。傳感器和ADC與電源電壓的比例關(guān)系一經(jīng)確定，便無(wú)需精確的電壓基準。

與之相似的采用電流驅動(dòng)傳感器和單元件阻性傳感器(如RTD)的技術(shù)已不常用了。這些電路中ADC的靈敏度會(huì )隨溫度或電源電壓的變化而變化。雖然如此，ADC和傳感器輸入的組合還是相當穩定的。

與電源電壓成比例的傳感器

將公式2中的輸入信號(Vs)代入公式4，便可得到測量比例傳感器時(shí)ADC的輸出。得出公式7，該公式表示：D是P，Ve和Vref的函數。

D = P(S x FS x K x Ve/Vref) + C(FS x K x Ve/Vref)       公式7

乍一看，公式7中的方法似乎并不理想，因為輸出(D)是三個(gè)變量的函數，而并非僅僅是P的函數。然而，仔細觀(guān)察會(huì )發(fā)現：Ve/Vref的比值是非常重要的，單獨的數值并無(wú)太多意義。如果Ve和Vref電壓來(lái)自同一個(gè)電源，則很容易得到恒定的Ve/Vref比值。一旦這樣的話(huà)，D將與P的變化成比例，并且只與P的變化有關(guān)。設Ve/Vref比值為一個(gè)常數，公式7可簡(jiǎn)化為與公式6相似的形式。因此，這就說(shuō)明無(wú)需電壓基準也能實(shí)現相同的性能。

從實(shí)際應用的角度來(lái)看，Ve和Vref必須足夠大，這樣才能避免噪聲干擾； 同時(shí)Ve和Vref還必須處于A(yíng)DC和傳感器所指定的范圍內。用正電源電壓作為Ve和Vref的電壓源通?？梢詽M(mǎn)足上述要求，并且允許為大量并聯(lián)的傳感器供電，如圖3所示。

圖3中MAX1238的前端有一個(gè)12輸入的多路復用器，且內置一個(gè)電壓基準。在這種情況下，雖沒(méi)有與ADC基準有關(guān)的附加成本，但是如要給10個(gè)傳感器中的每個(gè)都增加基準則會(huì )使成本明顯增加。 MAX1238還允許AN11輸入作為參考電壓。將AN11作為參考輸入并將其連接至5V電源，可設置ADC的滿(mǎn)量程輸入為5V，并便于與比例型傳感器配合使用。 在圖3中，MAX1238的內部參考電壓并非閑置?？捎密浖刂苾炔侩妷夯鶞什⒂糜谠\斷，如測量電源電壓?？赏ㄟ^(guò)連接到輸入AN10的分壓器來(lái)實(shí)現。

圖3. MAX1238 ADC允許AN11輸入作為參考電壓，因此，ADC可與比例傳感器配合使用。

圖3的拓撲非常適合汽車(chē)應用和那些由單電源供電，供電線(xiàn)路上壓降很小的應用。并不適合那些工作中必須使用長(cháng)導線(xiàn)的傳感器或者是ADC和傳感器由不同電源供電的應用。
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電流驅動(dòng)的電橋

在低噪聲環(huán)境或者系統中，若壓力傳感器緊挨ADC放置，可能沒(méi)有必要使用帶信號放大的傳感器。在這些應用中，低成本橋式輸出傳感器更適合。為了降低傳感器成本，同時(shí)在整個(gè)溫度范圍內提供良好的性能，許多此類(lèi)壓力傳感器，如Nova Sensor公司的NPI-19系列[3]都是由電流源供電而不是電壓源供電。(更詳細的論述請參見(jiàn)附錄1)。公式8給出了這種電流驅動(dòng)的傳感器的輸出，其中Ie是激勵電流。

Vs= Ie (S x P+C)       公式8

圖4給出了一個(gè)常用于橋式輸出傳感器的電流源。該電流源由一個(gè)低溫度系數電阻，一個(gè)運算放大器及一個(gè)電壓基準組成。如果ADC和壓力傳感器整合于一個(gè)部件中，則電流源的電壓基準也可為ADC提供參考電壓。在圖4的電路中，電壓基準同時(shí)被用來(lái)穩定傳感器和ADC，使它們不受變化的溫度和電源電壓的影響。

圖4. 該設計中電流驅動(dòng)傳感器的電流源由一個(gè)電阻，一個(gè)運算放大器和一個(gè)電壓基準組成。

與圖4類(lèi)似的另一種方法如圖5所示的電路，無(wú)需電流源或電壓基準。需要注意的是：雖然傳感器和ADC的組合在整個(gè)溫度范圍內都很穩定，但是ADC和傳感器都具有很大的溫漂。如果單獨測量，傳感器的靈敏度將隨溫度的升高而降低，而ADC的靈敏度則升高。由于在整個(gè)溫度范圍內ADC輸出不是穩定的，所以將該方法用于A(yíng)DC有多路輸入的電路時(shí)必須特別小心。

圖5. 傳感器和ADC組合的另一種設計方法，無(wú)需獨立的電流源或電壓基準。

從圖5可以得出公式9：

Vref = Ie x R1       公式9

將公式9中的Vref和公式8中的Vs代入上述ADC的公式4 ，得出公式10。

D = [Ie (S x P+C)/(Ie x R1)](FS x K)       公式10

因為分子和分母中含有激勵電流(Ie)，因此可消去。 由此可得到公式11，表示輸出與激勵電流無(wú)關(guān)。如果將公式11中的常數項合并，將再次得出與公式6等效的公式：帶有電壓基準的系統。

D = P(S x FS x K/R1)+C(FS x K/R1)       公式11

如果R1作為一個(gè)常數，它必須具有較低的溫度系數。與圖4相比，圖5要求R1具有良好的溫度穩定性，這并不是其缺點(diǎn)，因為圖4中的電阻也必須具有良好的溫度穩定性。

公式11中沒(méi)有R2，而且電路中也不需要R2。但是，對R2進(jìn)行分析是為了說(shuō)明它并不影響ADC讀數。R2可用另一個(gè)電流驅動(dòng)的壓力傳感器、RTD或一個(gè)固態(tài)開(kāi)關(guān)的電阻代替，而不會(huì )影響ADC讀數。

理論上，可以采用多通道輸入ADC和數個(gè)串聯(lián)驅動(dòng)的電流型傳感器。然而，傳感器串聯(lián)會(huì )使得激勵電流(Ie)，傳感器信號(Vs)以及參考電壓(Vref)更低。當傳感器串聯(lián)時(shí)，需要特別注意對ADC Vref的要求及系統噪聲。
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RTD

RTD是另一種通常與電流源配合使用的傳感器。RTD的常用材料是鉑，通常具有約3,800ppm/°C的正溫度系數。測量RTD的傳統方法是將其作為電阻橋的一個(gè)端子。然而，在實(shí)際應用中，很少使用電阻橋。低成本高分辨率ADC的存在在，使得只需驅動(dòng)一個(gè)電流流過(guò)RTD，并直接測量RTD兩端的電壓這種簡(jiǎn)單方案更為經(jīng)濟。這種方法避免了非平衡橋的非線(xiàn)性問(wèn)題，并且省去了組成電阻橋的三個(gè)精密電阻。

圖6中的電路也無(wú)需利用電橋或者穩定的電流源來(lái)測量RTD (Rt)。該電路只需要一個(gè)穩定的基準電阻(R1)和一個(gè)低等級的限流電阻即可。

圖6. 無(wú)需電阻橋或穩定電流源來(lái)測量Rt的電路

由圖6可以得出下列公式：

Vs = (V+) x Rt/(R1+R2+Rt)       公式12
Vref = (V+) x R1/(R1+R2+Rt)       公式13

將公式12中的Vs和公式13中的Vref代入公式4，得出圖6中ADC的輸出。經(jīng)過(guò)簡(jiǎn)化可得公式14。公式14表示：如果R1是定值，D則正比于、且僅隨Rt的變化而變化，這正是所期望的結果。

D = FS x K x (Rt/R1)       公式14

由公式14 可以看出，R2不影響讀數；R2降低了Rt所消耗的功率。如果沒(méi)有R2的話(huà)，Rt的自身熱量將導致溫度示數出現很大誤差。R2還降低了ADC的共模輸入電壓。這對某些共模輸入電壓范圍小于電源電壓的ADC是非常必要的。

類(lèi)似于MAX1403的ADC包含用于驅動(dòng)RTD的電流源。然而，它們并不是精密電流源，還需要進(jìn)行一些校準。校準通常是采用一個(gè)額外的ADC輸入來(lái)測量由相同的電流源驅動(dòng)的參考電阻來(lái)實(shí)現的。然后，采用軟件按照已知電阻的測量值依比例確定未知電阻的測量值。雖然這種技術(shù)可以很好地工作，不過(guò)，將R1作為參考電阻更加簡(jiǎn)單并且無(wú)需額外的ADC輸入。板上的電流源仍能用來(lái)激勵RTD和參考電阻。用一個(gè)電流源替換圖6中的R2不會(huì )對公式14產(chǎn)生影響。

一些ADC可提供兩個(gè)互相匹配的電流源用于精確測定遠程RTD。在這些應用中長(cháng)導線(xiàn)的電阻會(huì )增加RTD的阻抗，從而產(chǎn)生誤差，必須想辦法去除。成本最低的解決方案是采用三線(xiàn)RTD。如圖7所示，電流源1可用于產(chǎn)生RTD兩端的壓降。該電流源還在通向RTD的上部導線(xiàn)上產(chǎn)生額外的壓降。為了補償這個(gè)多余的壓降，用電流源2在中間的導線(xiàn)上產(chǎn)生一個(gè)壓降。通過(guò)RTD底部的導線(xiàn)使這兩個(gè)電流源流向地。RTD上三根導線(xiàn)的長(cháng)度和材料都相同，這樣可使彼此之間的電阻非常接近。匹配電阻傳送匹配電流可產(chǎn)生匹配的壓降。因此，上部的兩根導線(xiàn)壓降彼此抵消，ADC上的差分輸入電壓與RTD兩端的電壓相同。

圖7. MAX1403 ADC有兩個(gè)匹配的電流源，在該電路中，電流源1用于產(chǎn)生RTD兩端的壓降，電流源2用于產(chǎn)生中間導線(xiàn)的壓降。

溫度和壓力

圖8結合了圖5和圖6中的設計理念，采用一個(gè)很簡(jiǎn)單的電路，以單個(gè)電阻作為基準同時(shí)測量溫度和壓力。Vs1和Vs2的幅值相差很大。這個(gè)差值可通過(guò)改變ADC (例如MAX1415)內置可編程增益放大器(PGA)的增益進(jìn)行調節。這些轉換器允許PGA對每個(gè)通道都設置不同的增益。增益的改變可使公式4中的K值改變，因此，允許單個(gè)參考電壓能夠適應較寬范圍的輸入電壓。

圖8. 用單個(gè)電阻作為基準的簡(jiǎn)單電路測量溫度和壓力

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惠斯通電橋

惠斯通電橋是由Charles Wheatstone爵士(1802至1875)在電子學(xué)發(fā)展的早期階段發(fā)明的?；菟雇姌蛲ㄟ^(guò)對三個(gè)已知電阻值和一個(gè)未知電阻值進(jìn)行比較來(lái)測量電阻。當電橋恰好達到平衡時(shí)，電阻測量值與激勵電壓、儀表精度或電路中的儀表負載無(wú)關(guān)。在尚不具備電壓標準和高品質(zhì)儀表的時(shí)代，這個(gè)條件是非常重要的。然而，橋式電路在當前仍很流行，因為在所有電橋電阻具有相同的溫度系數時(shí)，它們不會(huì )產(chǎn)生大的失調并能抑制溫度效應。

圖9是一個(gè)由同一電壓源供電的兩個(gè)分壓器組成的惠斯通電橋。習慣將電橋畫(huà)成菱形，因為這種形狀強調了同一電壓源為每個(gè)分壓器供電的重要性。電橋的輸出(Vo)是兩個(gè)分壓器輸出電壓之差(公式15)。當Vo為零時(shí)，稱(chēng)電橋達到平衡。在這種條件下，因為Ve與一個(gè)為零項相乘，所以激勵電壓(Ve)的精確值并不重要。公式16可計算出平衡電橋中未知電阻(Ru)的阻值。在實(shí)際應用中，通常使Ra = Rb，這樣公式16可簡(jiǎn)化為Ru = Rc。

圖9. 由同一個(gè)電壓源供電的分壓器組成的惠斯通電橋示意圖

Vo = Vb(Rc/(Rc+Ru) - Rb/(Ra+Rb))       公式15
若Vo = 0，則Ru = Rc x Ra/Rb       公式16

目前已經(jīng)很少使用平衡電橋電路測量電阻，但是在傳感器中采用非平衡電橋相當常見(jiàn)。在工廠(chǎng)校準時(shí)，電橋通常被平衡在一個(gè)優(yōu)選的工作點(diǎn)上；通過(guò)測量電橋中的不平衡來(lái)測量與該點(diǎn)的偏差。下面舉例說(shuō)明以該方式使用電橋的優(yōu)點(diǎn)。

假定將一個(gè)硅應力計與薄膜相粘合，構成一個(gè)壓力傳感器，并具有所期望的壓力分辨率(0.1%)。在0psi和25°C條件下，電阻的阻值為5000Ω。在100psi (滿(mǎn)量程壓力)和25°C的條件下，電阻值增加2%，達到5100Ω。除了對應力敏感，電阻對溫度也敏感，具有2000ppm/°C的電阻溫度系數(TCR)。

由于在整個(gè)壓力范圍內電阻變化了100Ω，因此必須能夠分辨0.1—＃937；的電阻才能獲得0.1psi (0.1%)的壓力分辨率。測量5000Ω中的0.1Ω相當于50,000分之一或15.6位的分辨率。比分辨率更嚴重的問(wèn)題是溫度變化的影響。由于電阻具有較高的TCR，溫度每變化1°C，相當于壓力變化10psi對電阻的影響。每攝氏度的溫度變化對電阻的影響相當于滿(mǎn)量程的10%。

現在考慮電橋電路中采用相同的電阻，激勵電壓為2V時(shí)的情況。其他三個(gè)電阻都是5000Ω，并和感應電阻具有相同的TCR。這些電阻的安裝條件能夠保證其等溫。這種方式具有兩個(gè)顯著(zhù)的優(yōu)點(diǎn)。

該應用中電橋的最大優(yōu)點(diǎn)是它能抑制溫度引起的變化。分析公式15發(fā)現TCR不再是問(wèn)題。即使電橋電阻加倍輸出仍保持不變。只要所有電阻按同比例變化，其輸出不變!

電橋的第二個(gè)優(yōu)點(diǎn)是降低了分辨率要求。在壓力為0psi時(shí)，電橋輸出是0mV，在100psi時(shí)電橋輸出為10mV。要測量0.1psi的壓力，則需要從10mV中分辨10µV。相對于直接測量電阻需要15.6位的分辨率而言，只需要10位的分辨率。

從實(shí)際應用的角度來(lái)看，10位ADC不能直接測量10µV的信號。信號必須放大。信號放大的成本可能會(huì )使無(wú)需外部放大器的高分辨率ADC更吸引人。低分辨率方案的最大優(yōu)點(diǎn)在于其對基準的要求。設計能在整個(gè)時(shí)間和溫度范圍內穩定達到16位分辨率的電壓基準、電流源或參考電阻通常是不切實(shí)際的。

該實(shí)例中的數值選取不是用來(lái)刻意突出電橋的重要性。這些數值對于許多壓阻式壓力傳感器非常典型。
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惠斯通電橋的線(xiàn)性化

使用非平衡惠斯通電橋的缺點(diǎn)是其具有非線(xiàn)性。公式15分母中的Ru項表示：電橋的輸出與Ru不是線(xiàn)性函數關(guān)系。電阻變化非常小時(shí)線(xiàn)性誤差也很小，而當電橋不平衡時(shí)線(xiàn)性誤差也變大。幸運的是，如果ADC參考電壓來(lái)自電橋的話(huà)，就可消除這個(gè)誤差。

圖10所示為一個(gè)帶數字顯示的簡(jiǎn)單溫度傳感器。溫度感應元件(Rt)是鉑RTD。選擇鉑是因為其電阻隨溫度線(xiàn)性變化。電橋電路除去0°時(shí)的多余信號，這樣可使ADC的讀數等于溫度。公式17給出了圖10中的電橋信號(Vs)。公式18是ADC的參考電壓。兩信號都是Rt的非線(xiàn)性函數，但是它們共同作用的結果是線(xiàn)性的。

圖10. 在具有數字顯示的簡(jiǎn)單的溫度傳感器中，電橋電路除去0°時(shí)的多余信號，使得ADC讀數等于溫度。

Vs = (Vb)(R3/(R2+R3) - (R1/(R1+Rt))       公式17
Vfer = (Vb)(R1/(R1+Rt)       公式18

ADC的輸出(公式19)是將公式17和18中的Vs和Vref分別代入公式4中得出的。公式19表示采用這個(gè)參考電壓時(shí)，ADC輸出變?yōu)镽t的線(xiàn)性函數，并減去所期望的偏移項。

D = Rt(R3/(R1(R2+R3)) - R2/(R2+R3)       公式19

在圖10中，R3b和R1b分別調節失調量和靈敏度。當進(jìn)行調節時(shí)，顯示器將直接以°C或°F為單位顯示溫度的大小。唯一的一個(gè)明顯誤差來(lái)自RTD自身的非線(xiàn)性。0°C至100°C范圍內該誤差僅為十分之幾攝氏度。

通過(guò)MAX1492 ADC的串行接口，還可對圖10電路的失調誤差和靈敏度誤差進(jìn)行數字校正。這種校準方法不僅無(wú)需R1a和R3a，而且還提供了校正RTD中線(xiàn)性誤差的機會(huì )。如果需要更高的測量分辨率，可用MAX1494替換MAX1492，可使分辨率上升一位。

根據公式19，R4的值不會(huì )影響讀數。電路中增加R4可以降低RTD的自身熱量。同時(shí)也減弱了來(lái)自電橋的信號，并且降低了參考電壓。雖然MAX1492無(wú)內部PGA，但是它允許使用較小的參考電壓。使用較小的參考電壓可以省去額外的放大電路。

結束語(yǔ)

在許多傳感器應用中，利用簡(jiǎn)單電路，使傳感器輸出和ADC參考輸入之間保持適當的關(guān)系，可以省去電壓基準和電流源。除了降低成本和節省空間之外，這些電路還可消除不理想基準所引入的誤差，改善性能。