【導讀】高頻臨界模式 (CrM) 圖騰柱功率因數校正 (PFC) 是一種使用 GaN 設計高密度功率解決方案的簡(jiǎn)便方法。TIDA-00961 參考設計使用 TI 的 600V GaN 功率級 LMG3410 和 TI 的 Piccolo? F280049 控制器。
高頻臨界模式 (CrM) 圖騰柱功率因數校正 (PFC) 是一種使用 GaN 設計高密度功率解決方案的簡(jiǎn)便方法。TIDA-00961 參考設計使用 TI 的 600V GaN 功率級 LMG3410 和 TI 的 Piccolo? F280049 控制器。功率級尺寸 65 x 40 x 40mm，功率密度大于 250W/inch3；在 230V 交流輸入和滿(mǎn)載情況下效率可達 98.7%；功率因數>0.99，輸入電流THD小。此設計適用于多種空間有限的應用，如服務(wù)器、電信和工業(yè)電源等應用。同時(shí)硬件設計符合傳導發(fā)射、浪涌和 EFT 要求，可幫助工程師實(shí)現 80+ Titanium 規格。
TIDA-00961為工業(yè)界提供了一套前沿的解決方案，本 FAQ 旨在解決大量工程師在學(xué)習本參考設計過(guò)程中遇到的常見(jiàn)問(wèn)題。
1. TIDA-00961的控制程序獲取途徑？
TIDA-00961所有的資料（包括原理圖和程序）已開(kāi)放，可在DigitalPower SDK中獲取，程序文件位置:
C:tic2000C2000Ware_DigitalPower_SDK_1_01_00_00solutionstida_00961f28004xpfc2philtrmttpl
DigitalPower SDK可通過(guò)官網(wǎng)下載安裝，其中還包含所有芯片的參考例程、最新的參考設計源代碼、powerSUITE設計工具等。(下載鏈接)
2. 參考方案的設計功率為1.6kW, 如果想應用于更高的功率場(chǎng)合，有什么建議？
TIDA-00961滿(mǎn)載設計功率為1.6kW(high line 230V)、1.2kW( low line 110V)，主要是考慮到GaN 半橋功率板的設計功率，同時(shí)由于CrM控制模式下峰值電流為平均電流的兩倍，因此建議在CrM模式下，一個(gè)GaN 半橋功率板對應的設計功率為1kW，所以，本參考設計實(shí)際可工作在2kW的滿(mǎn)載功率(已通過(guò)實(shí)際測試)。若想將本方案應用在更高功率的場(chǎng)合，例如3kW，可參考以下3種實(shí)現方式：
1)采用多管并聯(lián)方式，例如通過(guò)雙管并聯(lián)將功率回路上的GaN引入的導通損耗降為原來(lái)的一半，從而可在不變拓撲和控制方式基礎上提高功率；
2)增加交錯并聯(lián)的相數，例如，升級原兩相交錯拓撲為三相交錯并聯(lián)拓撲，同時(shí)在控制上，將其他兩相的移相角度由1800改為1200和2400。
3)目前方案采用的GaN是LMG3410(Rdson=70m?)，下一代GaN Polaris 即將推出（預計2019年上半年，目前可聯(lián)系TI 銷(xiāo)售團隊進(jìn)行樣片申請），其擁有更低的導通電阻（Rdson=50m?），單管能承擔更大的功率，且與LMG3410管腳兼容，硬件拓撲和軟件控制皆無(wú)需變動(dòng)。因此，直接采用Polaris是提高系統功率的最簡(jiǎn)便方式。
3. 同樣使用 GaN實(shí)現高效率的PFC參考設計PMP20873是基于CCM模式的，方案采用CrM控制是出于什么考慮？
TI GaN LMG3410 避免了Si MOSFET的反向恢復問(wèn)題，因而可用于實(shí)現圖騰柱拓撲的CCM工作模式，可見(jiàn)參考設計PMP26873，但注意到該設計的開(kāi)關(guān)頻率為100kHz，如果想通過(guò)進(jìn)一步提高開(kāi)關(guān)頻率來(lái)提升功率密度，CCM的工作模式將會(huì )遇到瓶頸。雖然GaN的開(kāi)關(guān)損耗表現相比Si MOSFET 有優(yōu)勢，但具體來(lái)看（見(jiàn)圖 1），在硬開(kāi)關(guān)時(shí)其開(kāi)通損耗比關(guān)斷損耗高，一旦開(kāi)關(guān)頻率提高到幾百或MHz，開(kāi)關(guān)損耗的比重將大大提高。因此，通過(guò)采用CrM模式實(shí)現零電壓開(kāi)通（ZVS）為更高的開(kāi)關(guān)頻率和更高的功率密度提供了可能。
圖 1 硬開(kāi)關(guān)時(shí)GaN對應的開(kāi)通損耗和關(guān)斷損耗
4. 參考設計采用兩相交錯的拓撲的原因是什么？
1） 通過(guò)兩相交錯并聯(lián)，系統的功率等級可以提升至原來(lái)的兩倍
2） 相比于兩相交錯并聯(lián)，同等功率的單相電路在CRM模式下，電流有效值大，由于開(kāi)關(guān)周期內的峰值電流為平均電流的兩倍，因此電流波動(dòng)大，必然會(huì )增加線(xiàn)路和器件的導通損耗。通過(guò)交錯并聯(lián)使得各相輸入電流或各相輸出電流的紋波相互抵消，大大改善了THD表現，對輸入差模濾波器以及輸出電容的大小要求降低了，同時(shí)紋波的減小也使得輸入濾波器以及輸出電容上的損耗減小。
5. 如何理解Phase shedding？
Phase shedding用于提高系統效率，當負載變小時(shí)（小于設定的電流閾值），使能Phase shedding關(guān)閉第二相，從而提高系統在輕載時(shí)的效率。值得注意的是，需控制Phase shedding使能的時(shí)刻發(fā)生在電壓過(guò)零點(diǎn)的瞬間，此時(shí)環(huán)路中的能量最小，從而避免由于Phase shedding導致的電流的過(guò)沖或振蕩現場(chǎng)。
6. 在程序中，當負載變大要加入第二相時(shí)，為什么要有g(shù)v_out = gv_out*(0.6)的處理？
0.6的系數處理上為了防止潛在的電壓過(guò)沖問(wèn)題。在輕載情況下只有一相工作，此時(shí)若負載增大至超過(guò)設定的閾值時(shí)，此時(shí)需要立即使能第二相，若此時(shí)第二相采用的占空比與第一相的前一時(shí)刻占空比一致，相當于產(chǎn)生兩倍于之前的能量輸出，由于此時(shí)負載只是小幅增大，因此將導致很大的輸出電壓過(guò)沖。因此，理論上公式中的系數應采用0.5，但考慮到實(shí)際負載仍在變大，采用0.6的系數較為合適。
7. 參考設計的PWM 頻率最高達1.2MHz，主要靠什么保證？
3） 寬禁帶半導體器件GaN使得MHz的開(kāi)關(guān)頻率成為可能，TI的 LMG3410內置驅動(dòng)，最大程度上減小了環(huán)路寄生電感的影響，在高頻開(kāi)關(guān)動(dòng)作下依然能保持很低的損耗。
4） 在如此高頻的開(kāi)關(guān)下實(shí)現系統的精準高效控制，依賴(lài)于TI的新一代C2000 MCU TMS320F28004x的優(yōu)異計算能力。100MHz的主頻，除了浮點(diǎn)運算單元(FPU)，增加了三角函數運算單元(TMU)，通過(guò)硬件加速，大大加快了除法、正余弦和均方根等復雜運算的速度，從而保證了在高頻中斷內環(huán)路控制、ZVS控制等算法的實(shí)現。同時(shí)，F28004x的Type 4 ePWM可實(shí)現占空比、周期、死區時(shí)間的高精度控制，在高頻開(kāi)關(guān)下保持控制的精確性和準確度。
8. 高頻工作下兩相交錯的控制如何保證一致而不出錯？
本參考設計采用新一代的C2000 MCU TMS320F28004x，最新的Type 4 ePWM引入了一次加載和全局加載功能，保證了占空比、相位等寄存器基于同一設定事件同時(shí)更新，可避免潛在的在多相控制應用中的相位控制出錯問(wèn)題。
9. 開(kāi)關(guān)頻率達到MHz，在EMI上是否有挑戰？
相比傳統的CCM模式下PFC應用場(chǎng)合，本參考設計的開(kāi)關(guān)頻率最高達到MHz，同時(shí)采用兩相交錯并聯(lián)控制，理論上能大大減小差模濾波器的體積，但也注意到CrM模式是變頻控制，對濾波器設計的要求會(huì )相應提高；另一方面，GaN LMG3410可通過(guò)調整外部電阻大小靈活調整dv/dt，有助于改善EMI問(wèn)題。目前，本參考設計的開(kāi)發(fā)板正計劃交付EMI測試，我們會(huì )把測試結果盡快更新出來(lái)。
10. 程序中的controlISR 中斷頻率為50kHz，包含了大量運算，該中斷運行后剩余多少時(shí)間？
controlISR 中斷主要用于電流環(huán)控制、鎖相環(huán)的計算等，通過(guò)實(shí)際的測試獲得該中斷所需運行時(shí)間為12.4μs，CPU 帶寬占用約為60%，見(jiàn)圖 2。此外，控制程序還包含其他兩個(gè)中斷，分別是：頻率為10kHz的tenKHzISR ， 用于電壓環(huán)和phase shedding處理，所需運行時(shí)間為20.8 μs；頻率為PWM 頻率的1/3 的pwmISR，用于ZVS 調整和移相同步控制，所需運行時(shí)間為2.04 μs。由此可知，得益于F28004x優(yōu)異的計算能力，該控制系統的CPU 帶寬占用率比較低，仍能為額外的用戶(hù)功能提供足夠的裕度。
圖 2 系統中斷運行所需時(shí)間
11. 原理圖中沒(méi)有OCP等保護電路，該保護功能怎么實(shí)現？
1） 本方案無(wú)需外部OCP電路，通過(guò)采樣輸入電流，直接利用F28004x片上的窗口比較器（CMPSS）同時(shí)實(shí)現對輸入電流的正負半周的OCP，不需經(jīng)過(guò)CPU的判斷處理，通過(guò)硬件實(shí)現約60ns的快速保護能力。
2） 此外，TI GaN LMG3410內部集成了OCP、OTP等保護功能，若功率回路出現過(guò)流，LMG3410能夠立刻關(guān)斷實(shí)現保護功能。
12. 原理圖中PFC的boost電感為15uH，怎么避免在輸入電壓過(guò)零點(diǎn)時(shí)刻的電流尖峰？
方案中的boost電感較小，即使很小的電壓也會(huì )引起快速的電流變化，尤其在電壓過(guò)零點(diǎn)時(shí)，易出現電流尖峰現象。因此，本設計在輸入電壓過(guò)零點(diǎn)時(shí)瞬間，由于采用軟啟動(dòng)控制，通過(guò)判斷輸入電壓的大小，利用狀態(tài)機控制GaN和MOSFET的開(kāi)關(guān)時(shí)序，消除了過(guò)零點(diǎn)的電流尖峰，進(jìn)一步提升電流的THD。關(guān)于軟啟動(dòng)的具體原理可參考TIDM-1007參考設計說(shuō)明中的 2.4.4節
13. 一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內的功率管開(kāi)通和關(guān)斷時(shí)間如何決定？
本系統的控制模式基于恒導通時(shí)間模式，控制系統由輸出電壓外環(huán)和輸入電流內環(huán)構成，開(kāi)通時(shí)間Ton主要取決于電壓環(huán)，同時(shí)引入電流內環(huán)做微調優(yōu)化輸入電流的THD。關(guān)斷時(shí)間Toff根據伏秒平衡原理求得。
14. 硬件電路中哪些是ZVS檢測電路的有效部分？
答：我們在設計的過(guò)程中曾采用了多種實(shí)現ZVS的方式，目前有效的ZVS檢測信號為ZVS1_2和ZVS2_2。其中用于產(chǎn)生ZCD_OUTPUT1/2、ZVS1/2和CROSSOVER信號的電路是冗余的，已經(jīng)不再使用。
圖 3 冗余電路
15. 參考設計中是如何實(shí)現ZVS的？
參考設計通過(guò)兩種機制實(shí)現ZVS：調整開(kāi)啟主工作管前的死區時(shí)間和調整續流管的導通時(shí)間，具體如下：
1) 調整開(kāi)啟主工作管前的死區時(shí)間
通過(guò)電路分析可得，當續流管關(guān)閉，開(kāi)啟主工作管前，主工作管上的Vds電壓滿(mǎn)足：
其中,
當輸入和輸出電壓滿(mǎn)足Vin<0.5Vout時(shí)，在主開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)，通過(guò)電感和開(kāi)關(guān)管寄生電容的諧振，Vds可以到達0，從而可以自然實(shí)現零電壓開(kāi)通ZVS。當Vin>0.5Vout，Vds無(wú)法通過(guò)諧振到達0，若要實(shí)現全范圍的ZVS，則需要加入額外的控制算法。具體思路為在電感電流下降到０之后，提供一段時(shí)間（死區時(shí)間）的負向電感電流Io，為諧振回路注入能量，使得Vds可以到達0。
在Vds降到0時(shí)，有
進(jìn)一步求得死區時(shí)間，
另外，當Vin<0.5Vout時(shí)，對應的死區時(shí)間為
2) 調整續流管的導通時(shí)間toff_calc
通過(guò)外部ZVS檢測電路，該電路用于檢測Vds的斜率（dv/dt），產(chǎn)生ZVS1_2作為F28004x片上的窗口比較器（CMPSS）的輸入信號。如果主工作管開(kāi)啟時(shí)刻產(chǎn)生較大的ZVS1_2，則通過(guò)CMPSS判斷出此時(shí)ZVS沒(méi)有實(shí)現（zvs_lost = 1），因而需在下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期增加續流管的導通時(shí)間toff_calc；若判斷此時(shí)實(shí)現了ZVS，則在下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期減小續流管的導通時(shí)間，避免引入過(guò)多的負向電流影響系統效率，因此，這是一種動(dòng)態(tài)調整機制。此外，在程序計算toff_calc時(shí)，對于Vin>0.5Vout工況，toff_calc在伏秒平衡計算結果基礎上，也加入一段與輸入電壓大小正相關(guān)的延時(shí)時(shí)間，具體可見(jiàn)acSine_diff的計算。
16. 主工作管關(guān)斷到續流管開(kāi)通的死區時(shí)間是固定的么？
該死區時(shí)間對應開(kāi)關(guān)管的寄生電容和boost電感的諧振時(shí)間，在傳統的模擬控制中，一般采用固定的死區時(shí)間設置，而在一個(gè)輸入電壓AC周期內，該諧振時(shí)間是變化的，因此，過(guò)長(cháng)或過(guò)短的死區時(shí)間都不利于提高效率，同時(shí)易導致開(kāi)關(guān)動(dòng)作時(shí)機不合適引起的振蕩問(wèn)題。本設計采用自適應死區控制，每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內都采用死區時(shí)間，從而進(jìn)一步提高系統效率。
17. 系統能在全范圍內實(shí)現ZVS嗎？
答：目前更新的程序中，可實(shí)現全范圍ZVS控制的工況為：Vin有效值小于 210V。當
Vin有效值大于 210V時(shí)，目前沒(méi)有根據ZVS檢測調整續流管的導通時(shí)間(ZVS extension)，當前代碼用于V2版本硬件電路，未來(lái)會(huì )優(yōu)化代碼，使ZVS extension在V3版本電路上可工作于210V以上。
18. 怎么理解SPLL_1PH_SOGI_FLL_run(&spll3,ac_vol_sensed)，鎖相環(huán)的用途是什么？
SPLL_1PH_SOGI_FLL_run作為C2000 官方庫函數功能之一，可通過(guò)DigitalPower SDK進(jìn)一步了解，具體用法和原理可參考文檔《 Digital Power Library USER’S GUIDE》，文件位置C:tic2000C2000Ware_DigitalPower_SDK_1_01_00_00docs。
在本程序中，鎖相環(huán)對輸入電壓進(jìn)行頻率和相位檢測，目的在于：
1) 進(jìn)行正負半周開(kāi)狀態(tài)切換的時(shí)刻判斷；
2)在電壓過(guò)零點(diǎn)時(shí)對開(kāi)關(guān)信號進(jìn)行軟啟動(dòng)處理，使得過(guò)零點(diǎn)處的電流平緩過(guò)渡，避免電流毛刺的產(chǎn)生；
3)電壓相位對應的正弦值用于計算電流環(huán)的電流給定值（ac_cur_ref_inst = ac_cur_ref*acSine ，ac_cur_ref為電壓環(huán)的輸出），用于電流環(huán)的準確跟蹤；
19. 在程序中，控制電流環(huán)的語(yǔ)句gi_out=DCL_runPI_C1(&gi, SFRA_F_INJECT(ac_cur_ref_inst), ac_cur_sensed)，其中SFRA_F_INJECT(ac_cur_ref_inst)怎么理解？
本控制程序內集成了Software Frequency Response Analyzer (SFRA)功能，工程師可直接利用本程序啟用SFRA功能在線(xiàn)獲得系統的環(huán)路帶寬等參數，無(wú)需增加任何硬件設備。一旦使能SFRA功能，SFRA_F_INJECT(ac_cur_ref_inst)代表的信號為在ac_cur_ref_inst基礎上疊加特定頻率的小信號干擾量。值得注意的是，SFRA功能是服務(wù)于項目開(kāi)發(fā)階段的工具，一旦系統參數調試完畢，可去掉相應的SFRA內嵌代碼，釋放其占用的帶寬，具體可見(jiàn)SFRA的具體使用說(shuō)明。
20. 為什么說(shuō)明書(shū)給出的測試結果顯示系統工作在Pout = 800W(Vin = 230V)附近時(shí)，THD值會(huì )跳變？
圖 4 THD測試結果
由于該階段會(huì )發(fā)生相切（phase shedding）到相加（2nd phase on）的變化，相加后每相所帶的負載值變小為原單相運行時(shí)的一半。由于低負載時(shí)的THD要比高負載時(shí)差些，所以導致開(kāi)啟第二相時(shí)，THD的值會(huì )突然增加。
(作者：Aki Li, Rayna Wang)
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