類(lèi)似于 WCDMA 的線(xiàn)性調制方案能夠支持較高的數據速率，每個(gè)載波允許多個(gè)無(wú)線(xiàn)連接，但會(huì )造成載波信號較高的峰均比。與恒包絡(luò )調制不同(恒包絡(luò )調制中允許 PA (功率放大器)采用小尺寸)，目前應用中的放大器必須采用較大的散熱面積，以滿(mǎn)足鄰信道泄漏的要求。PA 效率的下降同樣需要 PA 占用較大的散熱面積，需要采用線(xiàn)性化技術(shù)以最小的 IM (互調)實(shí)現最高效率。

 

眾所周知的線(xiàn)性化技術(shù)，例如：前饋(FFW)和數字預失真(DPD)，費用昂貴且需要相當大的空間。這就需要尋求一種元件數量少、易于操作的方法。

 

與 FFW 或 DPD 相比，MAX2009/MAX2010 模擬 RF 預失真器需要非常少的外部元件，易于調節，并且具有相當大的線(xiàn)性范圍。

 

MAX2009/MAX2010 依靠 RF 頻率下的 AM-AM 和 AM-PM 曲線(xiàn)校準提高 IM3 和 ACPR 性能。芯片內部測量信號功率，并將相位和增益預失真為電流信號幅度的函數。盡管 AM-AM 和 AM-PM 校準采用無(wú)記憶電路，AB 類(lèi)放大器仍然能夠從 Maxim®器件產(chǎn)生的負失真信號中獲益，顯著(zhù)地改善系統性能。

 

與所有線(xiàn)性化技術(shù)一樣，采用好的信號削波算法能夠在 PA 之前降低信號的峰均比(沒(méi)有超過(guò) EMV 限制)，有助于模擬預失真。MAX2009/MAX2010 配合適當的信號削波方案能夠獲得最佳性能。

 

預失真器原理

對于指定的正弦 RF 輸入，RF 頻率下放大器的壓縮失真通常類(lèi)似于圖 1。預失真器對輸入信號進(jìn)行失真處理，以抵消放大器造成的失真。結果得到凈線(xiàn)性傳輸函數。

 

圖 1. 幅值失真傳輸函數

 

相位失真操作幾乎相同。大多數放大器都傾向于隨著(zhù)幅度的增大而增大輸入信號延時(shí)。這意味著(zhù)輸出信號的相位隨幅度的增大而減小。預失真器的相位調整則相反，將延時(shí)作為幅度的函數，隨幅度增大而減小。最終形成一個(gè)固定延時(shí)的傳輸函數。

 

 

圖 2. 相位失真傳輸函數

 

上圖所示為 VIN/VOUT 瞬態(tài)特性。對于 RF 放大器來(lái)說(shuō)，即使可能實(shí)現，也非常困難。對于一個(gè)無(wú)記憶系統，通過(guò)簡(jiǎn)單繪制 AM-AM 和 AM-PM 曲線(xiàn)圖，可完全描述放大器的非線(xiàn)性特性。圖 3 所示為 AM-AM 和 AM-PM 曲線(xiàn)示例。輸入信號為單頻率，x 軸表示輸入功率，AM-AM 和 AM-PM 曲線(xiàn)分別表示增益的幅值和相位。注意，相位壓縮在幅度壓縮之前進(jìn)行，這一點(diǎn)對于選擇正確的模擬預失真方法非常重要。

 

 

圖 3. AM-AM 和 AM-PM 曲線(xiàn)

 

任何實(shí)際使用的放大器都具有一定程度的非線(xiàn)性，這種非線(xiàn)性可通過(guò)泰勒級數展開(kāi)，表示成非線(xiàn)性傳輸函數：

 

VOUT = K0 + K1VIN + K2VIN² + K3VIN³ + ... + KNVINN

 

偶次諧波遠離基波，其系數數值很小可忽略不計，諧波分量的幅值隨著(zhù)諧波次數的增大而減小。所以，大多數情況下利用 3 次和 5 次諧波即可準確地描述實(shí)際的非線(xiàn)性放大器。根據所要求的線(xiàn)性度的不同，高階項在有些情況下可能非常重要。K3、K5、…等系數越大，放大器的非線(xiàn)性越嚴重，AM-AM 和 AM-PM 曲線(xiàn)偏離理想直線(xiàn)越遠。對于任何類(lèi)型的放大器，預失真的目的都是盡可能改善系統的 AM-AM 和 AM-PM 曲線(xiàn)，從而將不希望的交調產(chǎn)物降至最小。

 

放大器預失真的準備工作

MAX2009/MAX2010 的典型功能是擴展相位和增益，以補償放大器的相位和增益壓縮。這個(gè)過(guò)程相當于線(xiàn)性映射，功率管壓縮曲線(xiàn)的每個(gè)點(diǎn)都對應于一個(gè)相位和增益修正值。實(shí)際應用中，放大器在一定程度上受記憶效應的影響。與其它半導體器件一樣，功率管特性隨溫度變化，由于功率放大器的效率受限，大多數功率被轉化為熱量。這種能量轉換對應于幾個(gè)不同的時(shí)間常數。整個(gè)放大器變熱需要幾分鐘，晶體管封裝變熱需要幾秒鐘，而一個(gè) LDMOS 通道發(fā)熱的時(shí)間則是微秒級的¹。所以，若一個(gè)信號包絡(luò )的功率變化非?？?，例如 WCDMA，有效通道的溫度將不再保持恒定，而是隨調制信號變化。這就造成了記憶效應。若只是簡(jiǎn)單重啟，由于放大器驅動(dòng)從峰值向下變化時(shí)通道溫度較高，會(huì )造成在沿壓縮曲線(xiàn)向上和向下驅動(dòng)時(shí)的表現不同。對于 CDMA 信號，這會(huì )影響到后面的多個(gè)數據芯片，意味著(zhù)較大的 EVM 和互調產(chǎn)物。

 

管理記憶效應

可以用不同方式表示記憶效應(圖 4)。最直接的方法是使用自定義的 CDMA 編碼，使平均功率較低，并且兩個(gè)連續峰值具有相同的峰值功率。如果放大器的解調輸出信號顯示出不同幅度的峰值，則說(shuō)明存在記憶效應。

 

 

圖 4. 記憶效應

 

一種常被用來(lái)識別放大器記憶效應的方法是測量輸出頻譜。不相等的 IM 邊帶說(shuō)明放大器存在記憶效應(圖 5)。

 

 

圖 5. 放大器輸出頻譜說(shuō)明存在記憶效應

 

無(wú)記憶模擬預失真器只能改善失真的非記憶部分，因此必須優(yōu)化放大器以達到最小的記憶效應。

 

造成記憶效應的原因有多個(gè)，并非所有原因都能夠由電路設計人員左右。雖然很難降低 LDMOS 通道的發(fā)熱，但對包括所有驅動(dòng)器的有源器件進(jìn)行適當散熱非常關(guān)鍵。

 

合理的電路設計能夠減輕記憶效應的影響。為了避免載波調制引起電源電壓變化，有必要在調制帶寬范圍內對電源進(jìn)行濾波。

 

優(yōu)化最大增益時(shí)，通常要將輸入偏置匹配優(yōu)化于高阻抗，但這對非線(xiàn)性柵極電容影響較大。輕微的匹配失諧雖然降低了零點(diǎn)幾分貝的放大器增益，但可顯著(zhù)改善記憶效應。經(jīng)驗²表明：如果對放大器進(jìn)行優(yōu)化，使其在超出信號帶寬的較寬頻率范圍內保持平坦的傳輸特性，可有效降低記憶效應。當采用商用化 PA 測試板對 MAX2009 進(jìn)行測試時(shí)，很難對測試板上的偏置電路進(jìn)行改動(dòng)。這時(shí)可讓測試板工作于一個(gè)非優(yōu)化頻率，或嘗試優(yōu)化在放大器工作帶寬的其它頻率。如果對于不同頻率，IM 邊帶形狀不同，則表明由于不合理的電路設計造成了記憶效應；如果 IM 的改善程度隨不同頻率而變化，則表明匹配電路設計不理想，還有很大的改進(jìn)余地。

 

最后，驅動(dòng)末級放大器的驅動(dòng)器輸出阻抗也會(huì )帶來(lái)一定影響。如果采用了商業(yè)化驅動(dòng)放大器的 EV (評估)板，評估板一般針對 50Ω負載進(jìn)行優(yōu)化，實(shí)現較高增益和效率。但其輸出阻抗在所要求的頻率下一般并非“真正”的 50Ω。因此，最好利用網(wǎng)絡(luò )分析儀測量實(shí)際的驅動(dòng)器輸出阻抗，采用并聯(lián)電容或電感重新匹配，將輸出阻抗的電抗分量?jì)?yōu)化至最小。某些情況下，此舉能夠提高預失真器的 IM 改善程度。雖然基于設計經(jīng)驗，但該方法很有效。然而，多數情況下很難確定功放最后一級的輸入阻抗，因為實(shí)際測量中網(wǎng)絡(luò )分析儀要求的輸入功率過(guò)高。

 

AB 類(lèi)放大器的預失真

目前，大多數使用非恒包絡(luò )調制的應用(例如：WCDMA)都采用 AB 類(lèi)放大器。因為這類(lèi)放大器的效率比 A 類(lèi)放大器高，并可滿(mǎn)足線(xiàn)性要求。

 

圖 6、圖 7 和圖 8 所示為帶有 LDMOS 驅動(dòng)放大器的 AB 類(lèi) LDMOS PA 的輸出頻譜，利用 MAX2009 模擬預失真降低 ACPR 以及 IM3。

 

 

圖 6. POUT = 19W (Motorola® MW41C2230 和 MRF21085)時(shí)的輸出頻譜

 

測量條件(測量配置如圖 9 所示)：

 

使用 3.84Mcps (3GPP)的雙載波 WCDMA 信號

 

PB_IN* = 1.46V

PF_S1/2* = 4.1V

PD_CS1* = 5V

PD_CS2* = 0V

 

*不同控制電壓的說(shuō)明請參考 MAX2009/MAX2010 數據資料。

 

 

圖 7. POUT = 38W (Motorola MW41C2230 和 MRF5P21180)時(shí)的輸出頻譜

 

測量條件(測量配置如圖 9 所示)：

 

使用 3.84Mcps (3GPP)的雙載波 WCDMA 信號

 

PB_IN = 1.52V

PF_S1/2 = 4.9V

PD_CS1 = 0V

PD_CS2 = 0V

 

 

圖 8. POUT = 19W (Motorola 21085)時(shí)的單載波輸出頻譜

 

測量條件(測量配置如圖 9 所示)：

 

使用 3.84Mcps (3GPP)的單載波 WCDMA 信號

 

PB_IN = 1.6V

PF_S1/2 = 5.0V

PD_CS1 = 5V

PD_CS2 = 0V

 

 

圖 9 所示為實(shí)驗中使用的典型測量配置。

 

圖 9. 典型測量配置，請注意 ACPR 不包括 MAX2009 的失真，該失真可通過(guò)將 PB_IN 設置為 5V 使其最小。

 

如何正確調節 MAX2009/MAX2010

本文介紹的調節 MAX2009/MAX2010 的方法并不是唯一可行的方式，但實(shí)踐證明該方法速度非?？?，且能夠達到最佳結果。

 

第 1 步：將預失真器插入通道。相位部分，8dBm 至 12dBm 平均輸入功率，峰均比達到 10dB。僅連接相位部分，設置 PB_IN = 5V，關(guān)閉相位擴展。調節預失真器之后的增益 / 衰減，使 PA 具有正確的輸出功率。

 

第 2 步：測量注入主 PA 的 ACPR。它應該比預失真器預計達到的目標 ACPR 至少高 3dB。

 

第 3 步：在標稱(chēng)斜率(PD_CS1 = 0V；PD_CS2 = 5V；PF_S1 = 5V)下，緩慢地向下調節 PB_IN。將頻譜分析儀設置為快速掃描和低平均速率(均值 = 4)。降低 PB_IN 會(huì )加大預失真器產(chǎn)生的失真。調節 PB_IN 以獲得最優(yōu)性能。如果沒(méi)有看到性能改善，則將 PB_IN 維持在性能開(kāi)始劣化的位置。

 

如果沒(méi)有找到性能開(kāi)始劣化或改善的 PB_IN，則說(shuō)明預失真器的平均輸入功率太低，預失真器不能產(chǎn)生足夠高的失真。如果 PB_IN = 5V 時(shí) ACPR 下降，則說(shuō)明預失真器的平均輸入功率太高。

 

第 4 步：微調 PF_S1 和 PB_IN 以獲得最佳性能。PF_S1 偏置變容二極管并可能超過(guò) 5V。調節控制，使上邊帶和下邊帶獲得均等的 IM3/ACPR 性能。

 

如果在 PF_S1 > 5V 時(shí)獲得最佳性能，將 PD_CS2 改為 0V，使最優(yōu) PF_S1 電壓在 5V 范圍內。

 

如果在 PF_S1 < 0.5V 時(shí)獲得最佳性能，將 PD_CS1 改為 5V，使最優(yōu) PF_S1 電壓大于 0.5V。因為 RF 信號會(huì )使變容二極管導通，所以較低的 PF_S1 電壓不可取，會(huì )大幅降低性能。

 

第 5 步：調節 PA 的直流偏置電壓進(jìn)一步改善性能和效率。偏置電壓的改變會(huì )改變下邊帶 / 上邊帶功率之差和相位之差。這是獲得最佳性能的重要一步。

 

第 6 步：重復第 4 步和第 5 步，直到無(wú)法進(jìn)一步改善性能為止。

 

相位部分具有一些與輸入功率相關(guān)的寄生增益擴展。這種寄生效應可能有益，并且能夠提供更多改善。一旦找到了初始配置的最佳調節，則用不同的平均輸入功率進(jìn)行實(shí)驗，查看是否可獲得進(jìn)一步的改善。但是，必須謹慎操作，確保平均輸入功率的改變不會(huì )降低所有前置驅動(dòng)產(chǎn)生的 ACPR/IM3。

 

放大器的自熱會(huì )影響性能，須確保溫度穩定后調節放大器。

 

如果沒(méi)有獲得改善或只是確認預失真的結果，則應測量放大器的壓縮效應。由于連續兩個(gè)測量點(diǎn)之間增益掃描時(shí)間過(guò)長(cháng)，不能使用網(wǎng)絡(luò )分析儀進(jìn)行測量。對于如此緩慢的測量，放大器有足夠的時(shí)間適應新的功率電平。實(shí)際上，由于調制包絡(luò )的原因，功率電平變化很快。若要描述實(shí)際工作條件下的放大器，必須通過(guò)使用激勵信號測量失真，該激勵信號呈現出與相應的調制方案相同的峰均比和帶寬。Rohde & Schwarz³提供的 AMPTUNE 軟件工具包能夠對實(shí)際工作條件下 PA 的壓縮特性進(jìn)行測量。

 

圖 10 所示為 180W LDMOS 晶體管在采用 MAX2009 預失真器進(jìn)行預失真前后的 AM-PM 特性(38W 輸出功率)。本例為 WCDMA 系統，利用一個(gè)峰均比為 10dB 的 5MHz 帶寬噪聲信號作為激勵。

 

 

圖 10. 用 AMPTUNE 軟件³進(jìn)行相位壓縮測量

 

注意，該軟件程序顯示了壓縮曲線(xiàn)以及計算擴展，這是對放大器進(jìn)行線(xiàn)性化所必需的。

 

MAX2009/MAX2010 的其它應用示例

MAX2009/MAX2010 將相位和增益作為信號幅值的一個(gè)函數進(jìn)行擴展，從而補償放大器的壓縮效應。并非必須在系統的最終頻率處進(jìn)行優(yōu)化，也可以在 IF 級完成。這種方法將 MAX2009/MAX2010 的應用范圍從 0.1GHz 擴展至 2.5GHz，適用于其它應用，例如衛星通信(圖 11)。

 

 

圖 11. 利用 MAX2009/MAX2010 在 IF 級進(jìn)行預失真