【導讀】輔助電源是電機驅動(dòng)、光伏逆變器和 UPS 系統等工業(yè)應用的重要組成部分。高壓直流總線(xiàn)轉換為 5 V 至 48 V 直流電源，為控制電路、傳感電路、冷卻風(fēng)扇、SELV 電路等供。
輔助電源是電機驅動(dòng)、光伏逆變器和 UPS 系統等工業(yè)應用的重要組成部分。高壓直流總線(xiàn)轉換為 5 V 至 48 V 直流電源，為控制電路、傳感電路、冷卻風(fēng)扇、SELV 電路等供電。在這些應用中，電源的電流隔離是一個(gè)常見(jiàn)的要求，功率電平通常低于 100 W。由于直流鏈路電壓的變化，它還應該能夠在寬輸入電壓范圍內工作，通常從 300 V 到 1000 V。單開(kāi)關(guān)反激式拓撲結構簡(jiǎn)單，元件數量很少，成本低，是此類(lèi)低功率 DC-DC 電源轉換的廣泛使用的拓撲結構之一。
圖 1：?jiǎn)伍_(kāi)關(guān)反激式轉換器
使用 SiC MOSFET 的 300V~1000V 單開(kāi)關(guān)反激式轉換器的設計注意事項
單開(kāi)關(guān)反激式轉換器中的電源開(kāi)關(guān)器件必須能承受很大電壓，該電壓定義為很高輸入電壓、變壓器感應效應、次級反射電壓和電路布局寄生電感引起的過(guò)電壓之和。在 1000 V 輸入時(shí)，該峰值電壓很容易超過(guò) 1200 V。雖然 1500 V Si MOSFET 無(wú)法提供足夠的電壓安全裕度，但需要使用額定值 2000 V 及以上的 Si MOSFET。由于其較高的特定導通電阻，這將導致尺寸過(guò)大的 MOSFET 具有降低的功率密度。此外，此類(lèi) MOSFET 將增加半導體在應用中的整體成本。
針對此類(lèi)問(wèn)題，Littelfuse 提供了 1700 V SiC MOSFET，即使對于 1000 V 標稱(chēng)輸入直流鏈路電壓也能提供足夠的電壓裕度。與 2000V Si MOSFET 對應物相比，1700V SiC MOSFET 的特定導通電阻降低了近 82%。這將大大降低傳導損耗和半導體成本，同時(shí)提高功率密度和應用。此外，碳化硅 MOSFET 的低開(kāi)關(guān)能量和超低柵極電荷支持更高的開(kāi)關(guān)頻率，因此可以在提高轉換器效率的同時(shí)實(shí)現更緊湊、低損耗的變壓器設計。在很好的情況下，被動(dòng)冷卻是可能的。
工作原理
如圖 1 所示，當 MOSFET 導通時(shí)，能量存儲在變壓器的初級線(xiàn)圈中。變壓器的次級側被二極管阻斷，負載由次級側的輸出電容器供電。
當 MOSFET 關(guān)斷時(shí)，MOSFET 兩端的初級電壓超過(guò)輸入電壓加上次級繞組反射的輸出電壓。在此期間，次級側二極管 D1 導通，變壓器初級兩端的電壓近似鉗位到反射輸出電壓。
關(guān)斷事件會(huì )中斷流經(jīng)變壓器初級繞組的電流，導致 MOSFET 上出現電壓尖峰，該電壓尖峰與雜散電路電容諧振并產(chǎn)生大振幅高頻振鈴。
這種諧振被 RCD 鉗位 / 緩沖電路抑制。碳化硅 MOSFET 提供更高的電壓裕度，因此允許更低的緩沖器損耗。緩沖電容需要足夠大，以在吸收泄漏能量的同時(shí)保持較小的電壓紋波。
變壓器設計
變壓器是設計中的關(guān)鍵無(wú)源元件。磁芯材料和繞組線(xiàn)選擇決定了變壓器的功率損耗和溫升。漏感影響功率 MOSFET 上的電壓振鈴和峰值電壓，并決定 RCD 鉗位電路設計。隔離電容會(huì )影響系統的共模噪聲發(fā)射。
變壓器的初級與次級匝數比決定了初級側 MOSFET 和次級側整流二極管上的實(shí)際峰值電壓。對于 1700 V MOSFET，考慮到很大漏感電壓尖峰為很大輸入電壓的 25%，建議降額 15%。二次側的很大允許反射電壓可估算為：
其中 V F是輸出整流二極管的正向電壓
輸出電路設計
輸出電容的很小值由紋波要求決定。
輸出整流二極管峰值電壓等于輸出電壓加上反射輸入電壓，如以下等式所示：
柵極驅動(dòng)及控制電路
SiC MOSFET 具有超低輸入電容，因此開(kāi)啟器件所需的柵極電荷也非常低。PWM 控制器 IC 可以直接驅動(dòng) SiC MOSFET，無(wú)需額外的驅動(dòng)器 IC，從而進(jìn)一步降低系統成本。
建議使用不同的導通和關(guān)斷電阻 - 較小的導通電阻以減少導通損耗，較大的關(guān)斷電阻以減少電壓振鈴和 EMI 噪聲發(fā)射。
SiC MOSFET 需要比 Si MOSFET 更高的柵極驅動(dòng)電壓。15V 到 20V 的值通常會(huì )產(chǎn)生很低的導通電阻。降低驅動(dòng)電壓將降低短路峰值電流，這可能會(huì )提高系統的耐用性，但代價(jià)是 R DS（on）值略有增加。這種影響在較高的工作溫度下不太明顯。例如，18V 驅動(dòng) MOSFET 的很佳驅動(dòng)電壓為 20V，在 125?C 時(shí)導通電阻只會(huì )增加 3.5%。然而，如果驅動(dòng)電壓太低，器件可能會(huì )在較低的電流下飽和而無(wú)法支持高峰值電流。
優(yōu)化柵極環(huán)路的實(shí)際布局并使其盡可能短至關(guān)重要。關(guān)鍵設計目標是降低柵極環(huán)路電感并避免近場(chǎng)耦合，以很大限度地減少柵極振鈴和高峰值柵極電壓。
具有 300V~1000V 寬輸入和 12V 輸出的 1700V 參考設計的性能
選擇 Littelfuse 的 1700 V 750mΩ SiC MOSFET（部件號 LSIC1MO170E0750）作為初級側開(kāi)關(guān)。晶體管 TO-247-3 封裝提供了較大的熱交換面積和較低的熱阻 R THJ-C，以簡(jiǎn)化熱管理，同時(shí)降低芯片的功率損耗和被動(dòng)冷卻。
選擇 Littefuse 的 150 V 二極管（部件號 DSA30C150PB）作為整流二極管。
考慮到轉換器損耗的整體優(yōu)化目標，選擇開(kāi)關(guān)頻率 f s =110 kHz，變壓器的匝數比選擇為 12。對于 12V 輸出電壓，額定輸出電壓紋波 《10mV。
該電路旨在在很大輸入電壓下在 50% 到 100% 的負載范圍內保持連續導通模式操作（CCM）。這是一方面減少半導體損耗和 EMI，另一方面減少變壓器匝數之間的權衡。后者影響 RCD 鉗位電路中的重量、漏感和功率損耗。
對于所有輸入電壓條件，轉換器效率在 40% 負載以上都高于 80%。在 50% 負載和 300 V 輸入電壓下可實(shí)現 89.3% 的峰值效率。
圖 2：不同輸入電壓條件下測得的效率與輸出功率的關(guān)系
如圖 10 所示，在 SiC MOSFET 上沒(méi)有連接散熱器、在 25?C 環(huán)境溫度下自然對流冷卻的情況下，SiC MOSFET 在 1000 V 輸入電壓下滿(mǎn)載時(shí)的很高溫度達到 106.5?C。當輸入電壓增加時(shí)，MOSFET 溫度會(huì )顯著(zhù)增加，這主要是由開(kāi)關(guān)損耗驅動(dòng)的。二極管和變壓器的溫度保持在 80?C 以下。
圖 3：不同輸入電壓（25?C 環(huán)境溫度）下滿(mǎn)載時(shí)的熱圖像
1700V SiC MOSFET 是應對為工業(yè)系統設計寬輸入電壓輔助電源轉換器的挑戰的可靠解決方案。與依賴(lài)傳統 Si MOSFET 拓撲的設計相比，它們允許使用簡(jiǎn)單、經(jīng)過(guò)驗證的拓撲，同時(shí)提供卓越的熱性能和低得多的功率損耗。
有關(guān)主動(dòng)啟動(dòng)功能的設計、閉環(huán)控制、變壓器的逐步尺寸和設計以及布局思路的詳細信息，請參見(jiàn) Littelfuse.com 上 Littelfuse 的完整應用說(shuō)明“60W 輔助電源”。
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