【導讀】在本應用筆記中，我們將研究開(kāi)關(guān)穩壓器的三種基本控制算法。我們將討論每種方法的優(yōu)缺點(diǎn)，并就正確的環(huán)路補償策略提供指導，以獲得快速穩定的響應。
在本應用筆記中，我們將研究開(kāi)關(guān)穩壓器的三種基本控制算法。我們將討論每種方法的優(yōu)缺點(diǎn)，并就正確的環(huán)路補償策略提供指導，以獲得快速穩定的響應。
介紹
至少從17世紀開(kāi)始，我們就有了線(xiàn)性系統的反饋控制方案。它們被用來(lái)調節磨石之間的壓力和距離，然后，著(zhù)名的是，控制詹姆斯瓦特的蒸汽機。這些早期技術(shù)適用于當今使用的線(xiàn)性穩壓器的控制。在當今的電源對話(huà)中，開(kāi)關(guān)技術(shù)是首選。這就是為什么考慮控制輸出電壓很重要的原因，通常使用脈寬調制（PWM）技術(shù)。本應用筆記介紹了三種常見(jiàn)的控制方法——恒定導通時(shí)間、電壓模式和電流模式——以及它們的優(yōu)缺點(diǎn)和實(shí)現方式。
最簡(jiǎn)單的控制方法：恒定導通時(shí)間
恒定導通時(shí)間可能是降壓轉換器電路中使用的最簡(jiǎn)單的控制方法。此方法為輸出提供固定周期的能量爆發(fā)。為了保持恒定的輸出電壓，突發(fā)的重復率是可變的。圖1描述了提供固定長(cháng)度脈沖的單觸發(fā)或單穩態(tài)脈沖，使輸出電感中的電流從其平均直流值線(xiàn)性上升，并為輸出電容充電。隨著(zhù)脈沖，電容電壓下降。當電壓降至基準值以下時(shí)，通過(guò)啟動(dòng)下一個(gè)導通脈沖，我們可以有效地調節輸出電壓，輕負載產(chǎn)生更長(cháng)的關(guān)斷時(shí)間。憑借其正反饋，該電路的作用類(lèi)似于功率振蕩器，因此有時(shí)被稱(chēng)為“砰”或“紋波”穩壓器。由于關(guān)斷時(shí)間可變，電路本質(zhì)上是可變頻率的。
圖1.持續導通時(shí)間控制。
由于這種方法沒(méi)有負反饋，因此不需要環(huán)路補償，并且電路可以立即對負載變化做出反應。此外，考慮到輕負載下的低頻工作，整個(gè)負載范圍內的效率可能很高。
然而，除了可變頻率之外，這種方法也有一些缺點(diǎn)。該電路確實(shí)取決于電壓紋波的存在，因此需要折衷方案，以提供足夠低的紋波，但又足夠高，以使控制比較器不會(huì )受到開(kāi)關(guān)噪聲的過(guò)度影響。此外，還缺乏固有的過(guò)載保護——負載過(guò)大時(shí)，頻率會(huì )進(jìn)一步增加，從而增加開(kāi)關(guān)損耗。這就是為什么通常有一個(gè)由圖中標記為“min off”的塊形成的最小關(guān)閉時(shí)間限制。
一種固定頻率控制方法：電壓模式
電壓模式通常以固定頻率工作，采用PWM。在圖2中，輸出電壓與基準電壓源和誤差信號V 進(jìn)行比較E產(chǎn)生以直接控制來(lái)自電源開(kāi)關(guān)的導通時(shí)間脈沖的寬度。這是一個(gè)線(xiàn)性負反饋環(huán)路，受帶寬限制以避免不穩定，因此至少濾除開(kāi)關(guān)頻率噪聲。
圖2.電壓模式控制。
然而，在帶有LC輸出濾波器的降壓轉換器中，高于其諧振頻率的小信號響應存在180度相移，諧振頻率可能只有幾百Hz。再加上負反饋環(huán)路固有的 180 度偏移，為我們提供了 360 度的偏移，如果該頻率有任何環(huán)路增益，則會(huì )導致一定的不穩定性。這將迫使我們以如此低的頻率滾降誤差放大器中的增益，以至于環(huán)路會(huì )非常慢。輸出電容ESR在這里可能很有用，部分原因是在電容及其ESR的轉折頻率上方，ESR占主導地位，因此輸出電路變成LR網(wǎng)絡(luò )，其相移小于LC。這樣可以有效地擴展環(huán)路帶寬。然而，使用陶瓷輸出電容器時(shí)，問(wèn)題確實(shí)會(huì )再次出現，而陶瓷輸出電容器幾乎沒(méi)有ESR。
在任何情況下，為了獲得最佳的環(huán)路速度和輸出精度，誤差放大器需要仔細調整其頻率響應。雖然我們一直專(zhuān)注于降壓轉換器，但這種技術(shù)也可以很容易地用于其他拓撲，例如升壓、降壓-升壓和所有類(lèi)型的隔離轉換器，但推挽電路除外。
一種實(shí)現更高環(huán)路帶寬的方法：電流模式
Cecil Deisch 最初發(fā)明了電流模式控制，以防止推挽式電路中的變壓器“樓梯飽和”，采用電壓模式控制。然而，不久之后，這種技術(shù)在應用于大多數轉換器拓撲時(shí)就被認為是有益的。如圖3所示，這種實(shí)現類(lèi)似于電壓模式，只是鋸齒斜坡不是單獨生成的;它源自開(kāi)關(guān)導通時(shí)間期間的電感電流斜坡。這意味著(zhù)當達到特定的峰值電流時(shí)，我們將關(guān)閉開(kāi)關(guān)，并通過(guò)時(shí)鐘信號再次打開(kāi)。這種方法有幾個(gè)好處。輸出濾波器現在由受控電流源驅動(dòng)，使其成為單極點(diǎn)響應。這僅比其轉折頻率高出90度的相移，在整體相位延遲達到360度之前允許更高的環(huán)路帶寬。誤差放大器補償器網(wǎng)絡(luò )變得不那么重要，可以更容易地集成到控制IC中。
圖3.電流模式控制。
由于直接檢測峰值電流，因此開(kāi)關(guān)電流可以逐脈沖過(guò)載限制在安全值。因此，您可以更接近電感的磁飽和極限，因為知道有一個(gè)快速電流限制可用。最后，還有一個(gè)自動(dòng)前饋機制，可直接控制輸入變化的脈沖寬度。在電壓模式電路中，必須等待輸入電壓變化通過(guò)功率級傳播到輸出，然后通過(guò)誤差放大器返回，然后才能進(jìn)行校正。在電流模式下，輸入電壓變化直接影響電感斜坡的斜率，具體因素如下：
較高的輸入電壓產(chǎn)生更快的斜坡，這意味著(zhù)您可以更快地達到關(guān)斷閾值并獲得更短的脈沖 - 這正是校正更高電壓所需要的。因此，在電流模式控制的電路中，線(xiàn)路調節非常好。
負載均流是電流模式控制的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)。如果錯誤信號V相同E應用于幾個(gè)相同的轉換器，然后轉換器的峰值電流保持相等，進(jìn)而保持轉換器的平均電流也相等。
電流模式控制的缺點(diǎn)是什么？如果電路工作在50%占空比以上，則會(huì )出現一種稱(chēng)為次諧波振蕩的效應。這種效應似乎是由電流環(huán)路在開(kāi)關(guān)頻率的一半處的增益峰值引起的。這表現為交替的窄功率脈沖和寬功率脈沖。不過(guò)，解決方法非常簡(jiǎn)單——通過(guò)添加源自系統時(shí)鐘的斜坡，人為地增加了電感電流的斜坡斜率。將檢測電流斜率增加一個(gè)大于電感電流下降斜率一半的值就可以解決問(wèn)題。然而，過(guò)多的斜率補償確實(shí)會(huì )使環(huán)路重新進(jìn)入電壓模式，因此在這種情況下，越多越好。
電流模式適用于所有拓撲，但半橋除外，半橋需要額外的復雜性以避免串聯(lián)橋式電容器失控的不平衡。
關(guān)于極點(diǎn)和零點(diǎn)的提醒
在控制回路中，我們談?wù)摌O點(diǎn)和零點(diǎn)。這些是在特定頻率下發(fā)生的傳遞函數的最大值和最小值，表示增益與頻率圖中的轉折點(diǎn)。
公平的補償
為了保證穩定性并實(shí)現最快、最精確的輸出電壓控制，電壓模式和電流模式方案需要誤差放大器頻率響應定制或補償。三種方案，稱(chēng)為I型，II型和III型，涵蓋了所有實(shí)際應用。類(lèi)型編號對應于誤差放大器響應中的極點(diǎn)數。
圖 4 顯示了這些安排。您可能會(huì )將 I 型補償器識別為積分器，其增益從 DC 時(shí)的最大值下降 20dB/十倍頻程。相移為恒定的270度（90度積分器加運算放大器的180度）。該電路將保持一些環(huán)路穩定，但環(huán)路帶寬非常差。
圖4.誤差放大器補償電路。
II型補償器用于電流模式轉換器，具有兩個(gè)極點(diǎn)和一個(gè)零點(diǎn)。與類(lèi)型 I 一樣，在 0Hz 處有一個(gè)極點(diǎn)，但將零點(diǎn)放置在單輸出濾波器極點(diǎn)出現的最低頻率處。這消除了由極點(diǎn)引起的相移，并增加了增益以阻止由0Hz極點(diǎn)引起的-20dB/十倍頻程增益滾降。這樣做的效果是擴展環(huán)路的有用帶寬。最后一個(gè)高頻極點(diǎn)可確保在整個(gè)環(huán)路相移達到360度之前再次降低增益，并具有一定的裕量。
III型補償器用于電壓模式控制，其中輸出濾波器的雙極點(diǎn)在功率級傳遞函數中引入陡峭的-40dB/十倍頻程增益滾降，快速相位變化為-180度。補償器有兩個(gè)零點(diǎn)，再次放置以消除兩個(gè)輸出濾波器極點(diǎn)。放置0Hz極點(diǎn)和兩個(gè)高頻極點(diǎn)以保持高增益，并將相位延遲降至盡可能高的頻率。給定可能的變量數量，您可以使用不同的極點(diǎn)零放置方案來(lái)優(yōu)化不同條件下的結果。
使用這些技術(shù)，環(huán)路可以具有有用的增益和帶寬，最高可達開(kāi)關(guān)頻率的十分之一左右。
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