- D類(lèi)放大器應用難點(diǎn)
- PWM型D類(lèi)放大器
- 新一代調制技術(shù)
- 欠阻尼共模響應問(wèn)題
近年來(lái)D類(lèi)放大器的技術(shù)迅猛發(fā)展，最常見(jiàn)的莫過(guò)于應用于每個(gè)通道低于50W的低功耗產(chǎn)品中。在這些低功耗應用中，D類(lèi)放大器相比傳統AB類(lèi)放大器而言有效率上的先天優(yōu)勢，因為D類(lèi)放大器的輸出級通常只處于導通或關(guān)斷，沒(méi)有中間偏壓級。然而，長(cháng)久以來(lái)，這一效率上的優(yōu)勢并未使其獲得設計人員的廣泛青睞，因為D類(lèi)放大器也有明顯的缺點(diǎn)：器件成本高、較差的音頻性能(與AB類(lèi)放大器相比)，并且需要輸出濾波。
近年來(lái)，受以下兩個(gè)主要因素的影響，這樣的局面正逐漸扭轉，使D類(lèi)放大器在很多應用領(lǐng)域引起了人們的廣泛關(guān)注。
首先，是市場(chǎng)需要。D類(lèi)放大器的某些優(yōu)點(diǎn)推動(dòng)了手機和LCD平板顯示器這兩個(gè)終端設備市場(chǎng)的迅速發(fā)展。對于手機來(lái)說(shuō)，揚聲器和PTT(Push-to-Talk，一鍵通)模式需要D類(lèi)放大器的高效率，以延長(cháng)電池壽命。LCD平板顯示器的發(fā)展對電子器件提出了“低溫運行(coolrunning)”的需求，這是由于工作溫度的升高將影響顯示顏色對比度。而D類(lèi)放大器的高效率意味著(zhù)驅動(dòng)電子設備時(shí)功耗更低，使LCD平板顯示器工作時(shí)發(fā)熱更少，圖像顯示效果更好。
影響D類(lèi)放大器應用的第二個(gè)因素便是自身技術(shù)的發(fā)展。根據市場(chǎng)需要，一些制造商改進(jìn)了D類(lèi)放大技術(shù)，使D類(lèi)放大器具有更理想價(jià)格的同時(shí)，也具備了與AB類(lèi)放大器相近的音頻性能。此外，一些新型的D類(lèi)放大器輸出調制方案還可以降低實(shí)際應用的EMI。
某些新型D類(lèi)放大設計方案雖然是基于老式的PWM型結構，但采用了更復雜的調制技術(shù)，實(shí)現低功耗系統中的無(wú)濾波工作。效率指標可以通過(guò)測試驗證，但某些設計人員仍然懷疑基于這些新技術(shù)的產(chǎn)品將存在普遍的EMC/RFI兼容性問(wèn)題。實(shí)際上，良好的PCB布局和較短的揚聲器連線(xiàn)可以保證大大降低EMI幅射，使之滿(mǎn)足FCC或CE標準。
應用難點(diǎn)
有些應用中的物理布局需要長(cháng)的揚聲器連線(xiàn)，這樣的揚聲器連線(xiàn)便具有天線(xiàn)效應，必須嚴格控制RF幅射。實(shí)際上，揚聲器連線(xiàn)越長(cháng)，它作為天線(xiàn)產(chǎn)生幅射的頻率就越低。同時(shí)，某些應用要求EMI幅射低于CE/FCC標準，以符合汽車(chē)電子規范，或者避免干擾其他低頻電路。面對如此紛繁各異的需求，這些應用往往成為一些難點(diǎn)無(wú)法克服。
最有代表性的應用難點(diǎn)便是平板電視。由于揚聲器通常排列在設備的外側邊緣，往往不可避免的要使用長(cháng)的揚聲器連線(xiàn)。如果還存在模擬視頻信號，則僅僅滿(mǎn)足FCC或CE的RF幅射要求還不夠(這些標準只針對30MHz以上的頻率)；往往還需要抑制開(kāi)關(guān)基頻以避免干擾視頻信號。如果采用早期PWM放大器所用的傳統LC濾波器，則需要對其進(jìn)行分析，以保證他們能有效抑制新型放大器所產(chǎn)生的高頻開(kāi)關(guān)瞬態(tài)。
PWM型D類(lèi)放大器
傳統D類(lèi)放大器通?；诿}寬調制(PWM)原理設計。其輸出可以配置為單端或全差分橋接負載(BTL)。圖1為PWM型D類(lèi)放大器的典型BTL輸出波形?？焖俚那袚Q時(shí)間和接近軌至軌的擺幅使此類(lèi)放大器具有非常高的效率。然而，這些特性使放大器具有寬的輸出頻譜，可能導致高頻RF幅射和干擾。因此，采用此類(lèi)方案通常需要使用輸出濾波器來(lái)抑制有害的RF幅射。
圖1.傳統脈寬調制(PWM)方案的波形
如圖1所示，如果器件的反相和同相輸出回路具有較高的匹配度，則兩個(gè)對稱(chēng)輸出信號波形在揚聲器或連線(xiàn)上將具有很小的共模(CM)信號(底部的跡線(xiàn))。注意：50%占空比代表零輸入信號(空閑狀態(tài))。因此，可以設計一個(gè)差分低通濾波器，用于衰減信號波形中高頻分量(快速切換所產(chǎn)生的)，同時(shí)保留有用的低頻分量以輸出到揚聲器。
新一代調制技術(shù)
隨著(zhù)市場(chǎng)對D類(lèi)放大器需求的不斷增長(cháng)，一些制造商最近推出了可獨立控制H橋的兩個(gè)半橋的新一代調制方案。這一調制方案具有兩個(gè)主要優(yōu)點(diǎn)：
音頻信號較弱或空閑狀態(tài)時(shí)，負載上幾乎沒(méi)有差分開(kāi)關(guān)信號。較傳統PWM設計改進(jìn)了靜態(tài)電流損耗。
最小脈沖，共模(CM)開(kāi)關(guān)信號有助于降低導通和關(guān)斷瞬態(tài)。BTL輸出引腳的空閑狀態(tài)直流電平(濾波后)接近于GND。因此，濾波元件的不匹配或雜散電容(可能導致放大器導通或關(guān)斷時(shí)出現音頻雜音)可減到最小。
顯然，這一新技術(shù)雖具有一些優(yōu)點(diǎn)，但放大器輸出將不再對稱(chēng)。圖2所示的信號波形(以MAX9704立體聲D類(lèi)放大器為例)具有較高的共模分量。
圖2.Maxim的MAX9704立體聲D類(lèi)放大器的調制方案
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此類(lèi)D類(lèi)放大器對輸出濾波器的要求，不同于具有傳統差分輸入和互補PWM輸出的放大器。與PWM相比，MAX9704調制方案的輸出往往含有較高的共模信號，設計輸出濾波器時(shí)需要考慮這點(diǎn)。正如后面的實(shí)例所示，傳統差分濾波器拓撲結構的效果往往不太理想。
圖3a給出了傳統的PWM型D類(lèi)輸出LC濾波器，及其理想值。為簡(jiǎn)單起見(jiàn)，可假設揚聲器負載具有理想的8電阻，并且忽略電感的直流阻抗。通過(guò)一些簡(jiǎn)單的SPICE仿真便可得出問(wèn)題所在。圖3b給出了圖3a中濾波器對差分輸入信號的頻率響應。給出了兩個(gè)輸出結點(diǎn)(FILT1，FILT2)相對于GND的響應曲線(xiàn)。圖中給出的器件值在30kHz的頻率以上具有理想的二階滾降，以及理想的瞬態(tài)。音頻帶內群延遲特性在4μs內保持平坦。
圖3.(a)傳統的差模無(wú)源LC濾波器，(b)對于差分輸入信號的頻響，(c)共模信號頻響。
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圖3c給出了共模輸入時(shí)同一濾波器的輸出。同樣，兩個(gè)輸出的響應曲線(xiàn)均相對于GND。輸出結果(Y軸偏移)具有很大的尖峰，并具有明顯的欠阻尼。結合共模信號下濾波器的等效電路(圖4)，就很容易理解為什么會(huì )出現這一結果。由于仿真時(shí)采用理想匹配的電感和電容器，因此阻性負載上差分信號為零，因此不會(huì )LC元件不會(huì )出現任何衰減。L1與C1諧振(L2與C3同理)產(chǎn)生峰值。在時(shí)域內(圖中未顯示)，這種情況將會(huì )出現較大的過(guò)沖和振蕩。注意，輸入共模信號時(shí)，C2將引入一個(gè)零點(diǎn)。因此濾波器的截止頻率(此時(shí)稱(chēng)作諧振頻率可能更加準確)將高于差分輸入時(shí)的截止頻率。
圖4.共模輸入下，圖3a中傳統LC濾波器的等效電路
這時(shí)你或許會(huì )問(wèn)，這樣會(huì )有問(wèn)題么？如果該頻率下輸出頻譜共模能量為零，那么便沒(méi)什么問(wèn)題。然而，如果峰值頻率與D類(lèi)放大器開(kāi)關(guān)頻率正好相等，則揚聲器和連線(xiàn)上將出現較大的輸出電壓幅度。同時(shí)，MAX9704的擴展頻譜調制(SSM)模式將使欠阻尼濾波器在音頻頻帶以上引入相當的噪聲。擴展頻譜模式是引腳可選的，此時(shí)高頻開(kāi)關(guān)能量為“白噪聲”，可以通過(guò)逐周期隨機調整開(kāi)關(guān)時(shí)間降低噪聲幅度。這種擴展頻譜方案簡(jiǎn)化了無(wú)濾波應用中的EMI兼容性設計。
欠阻尼共模響應問(wèn)題
針對上述共模問(wèn)題的解決方案之一是保留圖3a的基本結構，但增加抑制高諧振共模信號的阻尼元件。圖5a給出了在兩個(gè)輸出節點(diǎn)和GND之間串聯(lián)RC元件。如果應用中對效率的要求不是很高，可以在輸出節點(diǎn)和GND之間僅連接一個(gè)電阻，但電容器C4和C5將有助于降低R1和R2上的額外功率損耗。
C4和C5的值應權衡選?。阂环矫嬖龃驝4與C5值有助于R1和R2衰減尖峰，另一方面應減小C4和C5降低高音音頻(高達20kHz)下的損耗。如果共模截止頻率遠大于差模頻率，則很容易進(jìn)行選擇，例如只需增加C2相對于C1和C3的比率既可實(shí)現。增加共模截止頻率，則可減小C4和C5的值，同時(shí)增大R1和R2的值，這樣將降低R1和R2上的音頻損耗。若共模截止頻率太高，則電纜上的共模成分就會(huì )過(guò)多，因此，必須合理選擇差分和共模的-3dB頻點(diǎn)的比率。本案例的濾波器采用了1:5的比率。
圖5.在傳統LC濾波器的每個(gè)輸出端增加一個(gè)RC網(wǎng)絡(luò )(a)，可以改進(jìn)差分信號的頻響(b)和共模信號的頻響(c)。
圖5b為圖5a濾波器對差分輸入的響應，圖5c為共模輸入的響應。注意：圖5c中共模截止頻率較高(-3dB帶寬約為110kHz，差分輸入為28kHz)，帶有平緩且合理控制的尖峰。該截止頻率遠高于最高音頻(也低于D類(lèi)開(kāi)關(guān)頻率基波)，因此具有較好的效果。
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有些低開(kāi)關(guān)頻率(200kHz至300kHz)應用不適合采用圖5c所示的方案。對于這類(lèi)產(chǎn)品可能需要采用其他方法和拓撲結構。MAX9704立體音D類(lèi)放大器(圖6)可設置為940kHz固定頻率模式(FFM)(FS1=低，FS2=高)，此時(shí)效果最佳。工作在FFM模式下的MAX9704通過(guò)引腳選擇將開(kāi)關(guān)周期設為恒定值(具有三個(gè)可選項)，以滿(mǎn)足應用需求。
圖6.MAX9704立體聲D類(lèi)功率放大器的典型應用電路
圖7和圖8給出使用圖5濾波器對MAX9704進(jìn)行濾波時(shí)的時(shí)域性能。兩種情況下負載阻抗均為8。圖7同時(shí)顯示了FILT1和FILT2節點(diǎn)的波形圖(頂部的跡線(xiàn))，以及得的1kHz差分輸出波形(底部的跡線(xiàn))。頂部跡線(xiàn)的噪聲是輸出開(kāi)關(guān)信號濾波以后的殘余信號(電源電壓為15V)。圖8為圖7跡線(xiàn)的細節顯示。注意：紋波主要來(lái)自940kHz開(kāi)關(guān)頻率，兩通道上表現為共模信號的形式。還應注意輸出上沒(méi)有高次諧波，表明有效抑制了EMI(幅射EMI的起始測試頻率通常高于30MHz)。
圖7.用MAX9704驅動(dòng)圖5a電路時(shí)FILT1和FILT2上產(chǎn)生的信號波形(同時(shí)顯示在頂部的跡線(xiàn))，以及差分輸出(底部的跡線(xiàn))。
8.頂部跡線(xiàn)顯示了圖5a電路輸出中殘余的紋波電壓，紋波成分主要為開(kāi)關(guān)頻率基波(此時(shí)為940kHz)。濾波器高于該頻點(diǎn)的二階滾降很好的抑制了所有高次諧波。紋波幾乎只有共模分量(底部的跡線(xiàn))。
本文討論的濾波器設計均假設負載阻抗為8。音圈電感導致20kHz的頻率范圍內，多數寬范圍動(dòng)圈揚聲器的阻抗變高。該特性有助于實(shí)現高效率的無(wú)濾波器工作，但選擇濾波器件以降低EMI時(shí)，應考慮阻抗的上升。
試圖評估和描述D類(lèi)放大器特性時(shí)，為了進(jìn)行器件選型和評估，即便在實(shí)驗室環(huán)境下，音頻設計人員也往往需要進(jìn)行濾波。即使不用濾波器的最終產(chǎn)品能通過(guò)EMC測試，仍然可以通過(guò)放大器性能測試來(lái)發(fā)現問(wèn)題。許多音頻分析儀是專(zhuān)為測量傳統音頻放大器的THD+N或幅度響應而設計的，當用于測試無(wú)濾波D類(lèi)放大器時(shí)往往會(huì )出現錯誤。圖5所示電路適合用于測試(正確加載8電阻負載)，但需要注意33μH的電感可能引入的非線(xiàn)性將限制了THD測量。氣隙元件往往具有最佳的測量結果，但尺寸往往限制其在實(shí)際產(chǎn)品中的應用!
