常規設計方法中，依靠經(jīng)驗設計處理EMC問(wèn)題，樣機建立完畢之后才能對EMC問(wèn)題做最后的考慮。傳統的EMC的補救辦法只能增加額外的元器件，而增加元件有可能影響原始的控制環(huán)帶寬，造成重新設計整個(gè)系統的最壞情況，增加了設計成本。為了避免出現這樣的情況，需要在設計過(guò)程中考慮EMC的問(wèn)題，對開(kāi)關(guān)電源的EMI進(jìn)行一定精度的分析和預測，并根據干擾產(chǎn)生的機理及其在各頻帶的分布情況改進(jìn)設計，降低EMI水平，從而降低設計成本。

開(kāi)關(guān)電源EMI特點(diǎn)及分類(lèi)

對開(kāi)關(guān)電源傳導電磁干擾進(jìn)行預測，首先需要明確其產(chǎn)生機理以及噪聲源的各項特性。由于功率開(kāi)關(guān)管的高速開(kāi)關(guān)動(dòng)作，其電壓和電流變化率都很高，上升沿和下降沿包含了豐富的高次諧波，所以產(chǎn)生的電磁干擾強度大；開(kāi)關(guān)電源的電磁干擾主要集中在二極管、功率開(kāi)關(guān)器件以及與其相連的散熱器和高頻變壓器附近；由于開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)頻率從幾十kHz到幾MHz，所以開(kāi)關(guān)電源的干擾形式主要是傳導干擾和近場(chǎng)干擾。其中，傳導干擾會(huì )通過(guò)噪聲傳播路徑注入電網(wǎng)，干擾接入電網(wǎng)的其他設備。
　　
開(kāi)關(guān)電源傳導干擾分為2大類(lèi)。
　　
1）差模（DM）干擾。DM 噪聲主要由di/dt引起，通過(guò)寄生電感，電阻在火線(xiàn)和零線(xiàn)之間的回路中傳播，在兩根線(xiàn)之間產(chǎn)生電流Idm，不與地線(xiàn)構成回路。
　　
2）共模（CM）干擾。CM 噪聲主要由dv/dt引起，通過(guò)PCB的雜散電容在兩條電源線(xiàn)與地的回路中傳播，干擾侵入線(xiàn)路和地之間，干擾電流在兩條線(xiàn)上各流過(guò)二分之一，以地為公共回路；在實(shí)際電路中由于線(xiàn)路阻抗不平衡，使共模信號干擾會(huì )轉化為不易消除的串擾干擾。
 
開(kāi)關(guān)電源EMI的仿真分析
 
從理論上來(lái)講，無(wú)論是時(shí)域仿真還是頻域仿真，只要建立了合理的分析模型，其仿真結果都能正確反映系統的EMI量化程度。
　　
時(shí)域仿真方法需要建立變換器中包含所有元件參數的電路模型，利用PSPICE或Saber軟件進(jìn)行仿真分析，使用快速傅里葉分析工具得到EMI的頻譜波形，這種方法在DM 噪聲的分析中已經(jīng)得到了驗證。然而開(kāi)關(guān)電源中的非線(xiàn)性元件如MOSFET，IGBT 等半導體器件，其非線(xiàn)性特性和雜散參數使模型非常復雜，同時(shí)開(kāi)關(guān)電源電路工作時(shí)其電路拓撲結構不斷改變，導致了仿真中出現不收斂的問(wèn)題。在研究CM 噪聲時(shí)，必須包含所有的寄生元件參數，由于寄生參數的影響，FFT結果和實(shí)驗結果很難吻合；開(kāi)關(guān)功率變換器通常工作在很大的時(shí)間常數范圍內，主要包括3組時(shí)間常數：與輸出端的基本頻率有關(guān)的時(shí)間常數（幾十ms）；與開(kāi)關(guān)元件的開(kāi)關(guān)頻率有關(guān)的時(shí)間常數（幾十μｓ）；與開(kāi)關(guān)元件導通或關(guān)斷時(shí)的上升時(shí)間和下降時(shí)間有關(guān)的時(shí)間常數（幾ns）。
　　
正因如此，在時(shí)域仿真中，必須使用非常小的計算步長(cháng)，并且需要用很長(cháng)時(shí)間才能完成計算；另外，時(shí)域方法得到的結果往往不能清晰地分析電路中各個(gè)變量對干擾的影響，不能深層解釋開(kāi)關(guān)電源的EMI行為，而且缺乏對EMI機理的判斷，不能為降低EMI給出明確的解決方案。
　　
頻域仿真是基于噪聲源和傳播途徑阻抗模型基礎上的分析方法。利用LISN為噪聲源提供標準負載阻抗。如圖1所示，從LISN看過(guò)去，整個(gè)系統可以簡(jiǎn)化成噪聲源、噪聲路徑和噪聲接收器（LISN）。頻域方法可以大大降低仿真計算的時(shí)間，一般不會(huì )出現計算結果不收斂的情況。

圖1:噪聲源與傳播路徑概念 

圖1中，噪聲路徑包括PCB傳導、耦合路徑，散熱片電容耦合路徑，變壓器耦合路徑等。
 
基于頻域方法的SMPS等效電路模型
 
對開(kāi)關(guān)電源進(jìn)行頻域仿真，首先要建立開(kāi)關(guān)電源的頻域仿真模型。開(kāi)關(guān)電源EMI頻域預測的重點(diǎn)是對噪聲路徑的建模，其中包括：無(wú)源器件的高頻模型；PCB及結構寄生參數的抽取。
　　
在考慮無(wú)源器件、PCB及結構寄生參數的基礎上，建立開(kāi)關(guān)電源集中參數的電路模型，可以通過(guò)計算或仿真得到該電路的阻抗，諧振點(diǎn)等，從而為降低EMI提供有力的依據。
　　
由于差模噪聲和共模噪聲的傳播路徑不同，有必要對DM 傳播路徑和CM 傳播路徑分別建模。這樣可以更好地分析各種干擾的特點(diǎn)，而且還可以為設計濾波器提供有力的依據。
　
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噪聲源的模型建立
　　
由于需要分別對DM 噪聲和CM 噪聲進(jìn)行分析，所以對DM 噪聲源和CM 噪聲源也需要分別建模。對CM 噪聲源進(jìn)行改進(jìn)，考慮了電壓過(guò)沖和下沖，并且在線(xiàn)路阻抗近似平衡的情況下，利用DM 電流源和一個(gè)電壓源來(lái)表示CM 噪聲源（如圖2所示）。

圖2:共模噪聲源的表示

文獻基本都是用梯形波來(lái)表示噪聲源的，但實(shí)際中并不是每個(gè)電路中的開(kāi)關(guān)器件的波形都能很好地用梯形波近似，圖3所示即為一個(gè)反激電源開(kāi)關(guān)管的電流電壓波形，除了梯形波之外，還有電流尖峰，電壓過(guò)沖和下沖等分量，會(huì )導致噪聲源的頻譜與梯形波有一定的不同。所以不能盲目地使用梯形波來(lái)表征噪聲源，而是需要對電路進(jìn)行分析或者仿真，從而得到開(kāi)關(guān)器件的電流或電壓波形，基于此波形再對噪聲源進(jìn)行建模，這樣才能更精確地反映開(kāi)關(guān)電源的電磁干擾。

圖3:某反激電源開(kāi)關(guān)管的電流電壓波形

無(wú)源器件的高頻模型
　　
在EMI的頻率范圍內，常用的無(wú)源器件都不能再被認為是理想的，他們的寄生參數嚴重影響著(zhù)其高頻特性。
　　
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在各種無(wú)源器件中，電阻、電感和電容的高頻等效寄生參數可以用高頻阻抗分析儀測得。表1所示為各種無(wú)源器件的理想模型和高頻等效模型。

表1:電阻、電容、電感及變壓器的高頻等效模型　　

對于高頻變壓器，提出可以使用有限元分析方法和實(shí)驗測量法求取，從而可以得到漏感、原副邊自電容和原副邊互電容這些引起電路震蕩、增加傳導EMI的主要參數。使用ansoft公司的Maxwell仿真軟件，可以通過(guò)輸入變壓器的繞組和磁芯的幾何尺寸與電磁參數，利用有限元分析的方法得到各寄生參數。實(shí)驗測量法的總體思路就是在所建立模型的基礎上，推導出變壓器在不同工作狀態(tài)下的阻抗特性（如原副邊繞組開(kāi)路，短路的不同組合）方程，然后測量這些狀態(tài)下的阻抗，從而得到漏感和寄生電容。
　
PCB及結構寄生參數的提取
　　
除了元器件選取、電路及其結構設計，PCB的布局、布線(xiàn)設計、線(xiàn)路板加工對電磁兼容會(huì )造成很大影響，是一個(gè)非常重要的設計環(huán)節。由于開(kāi)關(guān)電源的PCB布線(xiàn)基本上都是依據經(jīng)驗手工布置，有很大的隨意性，這就增加了PCB分布參數提取的難度。PCB的寄生參數會(huì )造成開(kāi)關(guān)電源噪聲傳播途徑的阻抗變化，影響控制器對開(kāi)關(guān)電源輸出電壓電流的控制作用。PCB的布局不合理還會(huì )形成開(kāi)關(guān)電源向外輻射電磁干擾的途徑，同時(shí)也會(huì )通過(guò)該途徑吸收外界電磁干擾，從而降低開(kāi)關(guān)電源的電磁干擾抗擾度。所以PCB的布局布線(xiàn)是開(kāi)關(guān)電源EMC設計中極為重要的環(huán)節。
　　
對于傳導干擾，寄生參數的提取精確度是通過(guò)仿真有效預測EMI水平的關(guān)鍵。盡管對于結構簡(jiǎn)單的元件來(lái)說(shuō)，寄生參數是很容易計算的，但是對于復雜結構中的元件來(lái)說(shuō)，并不是那么容易就能得到寄生參數，例如多層板和直流母線(xiàn)的寄生參數。
　　
為了建立開(kāi)關(guān)電源PCB的高頻模型，需要對PCB的結構寄生參數進(jìn)行抽取。提取PCB寄生參數的方法有很多，其中TDR（時(shí)域反射）方法可以在不知道實(shí)際幾何形狀的情況下對寄生電感和寄生電容進(jìn)行提取，但是TDR（時(shí)域反射）方法需要時(shí)域反射儀，用于樣機建成后，這就使開(kāi)發(fā)成本大大增加，而且TDR方法不能尋找到復雜結構中的耦合效應；然而FEA（有限元分析）方法則可以克服這一缺點(diǎn)，用于樣機建成前。利用FEA工具可以準確地得到PCB的寄生參數，并能考慮復雜幾何結構的耦合情況。
　　
有很多對PCB結構進(jìn)行寄生參數抽取軟件，如InCa，SIwave，Q3D 等，分別用不同的方法對PCB的寄生參數進(jìn)行計算和提取，如部分元等效電路方法、有限元分析方法、有限元分析方法和矩量法結合的方法等。其中InCa軟件只能計算分布電感，不適合計算分布電容，不宜處理共模干擾的仿真分析；SIwave軟件提取出來(lái)的是電路的Ｓ參數，不能清晰地反映PCB中的耦合情況及其對開(kāi)關(guān)電源EMI的影響；Q3D 軟件利用FEA 和MOM結合的方法求解電磁場(chǎng)，可以得到PEEC部分元等效電路，也可以得到PCB上各導體的互感互容，可以清晰地分析各種情況下PCB結構對開(kāi)關(guān)電源EMI的影響。
　　
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J.Ekman提出了基于寄生參數矩陣的等效電路的建立方法，即把所有互感、互容等效成受控的電壓源，與自感、自容連接（相當于把所有互感、互容對電路的影響等效到受控電壓源上），從而建立等效電路模型。圖4所示為任意兩個(gè)節點(diǎn)間的等效電路模型。

圖4:任意兩節點(diǎn)間的等效電路模型

圖4中：
　　

式中：Lpmn為m和n兩導線(xiàn)間的互感。
　　
雖然這樣可以提高仿真的準確性，但是加大了分析的計算量，可以通過(guò)忽略一些對結果影響不是很大的互感、互容，減少計算量。

還有其他的在空間通過(guò)電感或電容耦合傳到接收器的噪聲，不可以忽略。

模型建立之后，就可以使用仿真軟件對開(kāi)關(guān)電源EMI進(jìn)行仿真，得到開(kāi)關(guān)電源傳導EMI的頻譜波形，通過(guò)分析波形可以定位開(kāi)關(guān)電源EMI的問(wèn)題所在，進(jìn)而通過(guò)解決該問(wèn)題而降低EMI。

降低EMI的設計方法及策略

降低開(kāi)關(guān)電源EMI，需要從噪聲源和傳播路徑入手。首先，對于噪聲源，可以通過(guò)加吸收電路，減小di/dt和dv/dt來(lái)降低其EMI水平，但是這樣一來(lái)，開(kāi)關(guān)電源的效率將會(huì )受到影響，需要對這兩者進(jìn)行一定的取舍。

然后是對傳播路徑進(jìn)行改進(jìn)。改進(jìn)的目的是要使傳播路徑對于干擾的阻抗增大，阻斷其向接收器的傳播，而對于電網(wǎng)提供的功率，阻抗要小，從而增加開(kāi)關(guān)電源的工作效率。
　　
選取元件時(shí)需要盡量選取寄生參數影響小的元件，比如電容的ESR和ESL要盡量小，電感的寄生電容要小等。在PCB以及散熱片的位置等設計過(guò)程中，也要盡可能增大對干擾傳播路徑的阻抗，使噪聲盡可能少的通過(guò)PCB路徑傳導到接收器。
　　
如果以上所有降低EMI的措施都完成了還沒(méi)有達到EMC的標準，就可以根據前面仿真分析得到的差模和共模干擾的波形對濾波器進(jìn)行設計。在設計濾波器的時(shí)候，也同樣要注意元件的布局，還有PCB寄生參數對濾波器阻抗的影響，其本質(zhì)也是增大對干擾的阻抗，使干擾無(wú)法通過(guò)傳播路徑。開(kāi)關(guān)電源設計流程如圖5所示。

圖5:開(kāi)關(guān)電源設計流程

綜上所述，目前對于開(kāi)關(guān)電源傳導干擾的預測方法有時(shí)域方法和頻域方法兩種，由于時(shí)域方法需要使用很小的計算步長(cháng)，需要花費很長(cháng)的計算時(shí)間，容易出現仿真結果不收斂的問(wèn)題。同時(shí)，時(shí)域仿真得到的結果往往不能清晰地分析電路中各個(gè)變量對干擾的影響。而頻域仿真物理意義清晰，更容易判斷各參數對EMI的影響，能夠為降低EMI提供有力依據，關(guān)鍵問(wèn)題是建立合理的干擾源和傳播途徑的頻域模型。
　　
對于PCB寄生參數的提取，有很多軟件，這些軟件適合的領(lǐng)域不盡相同，可以根據任務(wù)需求進(jìn)行選擇。
　　
對于高頻等效電路模型，可以通過(guò)電路分析的方法忽略一些對EMI影響很小的互感、互容等因素，既減少計算量，又不會(huì )降低過(guò)多的計算精度。
　　
降低EMI的主要方法就是使傳播路徑對電磁干擾的阻抗增大，使電磁干擾盡可能少的通過(guò)傳播路徑，對于濾波器設計可以分別根據DM 噪聲和CM 噪聲的仿真結果進(jìn)行設計，并且需要特別注意濾波器的元件布局，好的布局能夠更好地抑制噪聲的傳播。