適于TRIAC 調光的非隔離LED 驅動(dòng)器,是在電路中加入電容器網(wǎng)絡(luò )增加維持電流以保證TRIAC工作在線(xiàn)性周期,從而避免閃爍問(wèn)題。但是,這種方法僅適用于半橋結構,需要外加電路來(lái)檢測TRIAC 的調光角。針對帶隔離輸出的TRIAC 調光的LED 驅動(dòng)應用提出的適于反激PFC 轉換器的前饋控制方案,輸出電流通過(guò)輸入功率控制,但輸出電流精度受到限制。由于TRIAC 與LED 兼容大部分行業(yè)的解決辦法效率都低( 觸發(fā)角檢測和TRIAC 維持電流需要虛擬負載),復雜的隔離反饋結構或兩級轉換的高成本,因此,對于簡(jiǎn)單高性能且適用于TRIAC 調光的LED 驅動(dòng)器仍有必要。

本文設計原邊控制的單級反激變換器,適于TRIAC 調光且與LED 驅動(dòng)器兼容的驅動(dòng)方案。輸出電流由原邊檢測的信號精確地計算控制,在DCM 模式下操作轉換器,輸入電流將跟隨輸入電壓得到高功率因數,使LED 驅動(dòng)器與TRIAC 調光器很好地兼容。此外,使用原邊控制,使得輸出電流信號和TRIAC 調光信號在原邊獲得,簡(jiǎn)化電路功能。輸出電流通過(guò)TRIAC 導通角的變化改變,得到近乎線(xiàn)性的調光曲線(xiàn)。

1、工作原理

由于TRIAC 調光很普遍,成本較低,因此,能夠與LED 驅動(dòng)電源兼容的TRIAC 調光器很普遍。在實(shí)際應用中,盡管由于輸入電流高度扭曲使得功率因數無(wú)關(guān)緊要,但在帶PFC 控制的調光中,使輸入電流跟隨輸入電壓仍具有意義。本文的控制方案使輸入電流跟隨電壓變化,得到較高的功率因數。

TRIAC 調光功能可以很容易實(shí)現,關(guān)鍵是如何檢測調光角和改變基于調光角的輸出電流。

1. 1 TRIAC 調光器

圖1 給出了TRIAC 調光器經(jīng)整流后的波形圖。由圖可看出,TRIAC 在琢角時(shí)觸發(fā)導通,當電壓過(guò)0 時(shí)關(guān)斷。此時(shí)觸發(fā)相位角的輸出電壓Vout由式(1)計算。 其中,Vout和Vin 分別是調光器輸出電壓和線(xiàn)電壓的有效值。VF 是LED 的閾值電壓。
此時(shí)功率因數可由式(2)表示。 在調光情況下,輸出電壓波形明顯發(fā)生畸變,且產(chǎn)生諧波。由式(2)可知,當調光角由α逐漸接近π時(shí),功率因數也隨著(zhù)減小。因此,需要設計功率因數校正電路以提高功率因數。

1. 2 單級反激PFC 變換

為得到較高的功率因數,反激變換器通常用于DCM 或CRM 模式。原邊控制的反激變換控制原理圖如圖2 所示。每個(gè)開(kāi)關(guān)周期的輸出電流都由Io 計算模塊計算,然后累積輸出電流Io-est 與輸出參考電流Io-REF 比較,誤差信號Vea 反饋給乘法器。誤差放大器的頻帶寬度遠低于傳統PFC 控制器的線(xiàn)性頻率。乘法器的其他輸入是電流波形參考信號Vac(t),與整流器總線(xiàn)電壓Vd 有相同的波形。乘法器IREF輸出用來(lái)控制流經(jīng)原邊開(kāi)關(guān)的峰值電流。

當原邊開(kāi)關(guān)Q1導通,變壓器磁化電流(isw)呈線(xiàn)性增加。當isw達到參考電流IREF,開(kāi)關(guān)Q1關(guān)斷,磁化電流傳輸到副邊。副邊二極管D1導通,磁化電流線(xiàn)性增加。一旦電流達到0,開(kāi)關(guān)管Q1重新導通。 在DCM 模式下的穩態(tài)波形如圖3 所示。

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2、電路設計及實(shí)現

針對TRIAC 調光中出現的尖峰電流及LED 燈閃爍問(wèn)題,在電路中設計無(wú)源泄放電路和有源阻尼電路,主功率拓撲采用單級反激變換電路,工作于電流斷續模式。電路圖如圖4 所示。其中,輸入電壓范圍為90 Vac ~265 Vac,輸出功率:8 W;輸出直流電壓:22 V;輸出電流:350 mA;調光范圍:1% ~100%;調光過(guò)程穩定無(wú)閃爍。

電路主要包括:無(wú)源泄放電路,有源阻尼電路,控制電路,單級反激變換電路。其中控制電路選用飛兆半導體的控制芯片FL7730。FL7730 是一款適合于單級反激拓撲的有源功率因數校正控制器,采用模擬檢測方式,可兼容傳統的TRIAC 調光,實(shí)現調光控制。本設計采用原邊控制簡(jiǎn)化電路,降低成本,同時(shí)效率達到0. 8 以上。調光過(guò)程平穩且LED 燈無(wú)閃爍,較好地實(shí)現線(xiàn)性頻率控制,實(shí)物圖如圖5 所示。

圖4 中,MOS 管電流有效值和耐壓值分別由式(5)、式(6)計算: 其中,IPKP是初級電流峰值,VPKmax是最大輸入交流電壓峰值,VR 是反射電壓,ΔV 是漏感電壓。

副邊輸出電流ILED由式(7)計算。 其中,TDIS 為開(kāi)關(guān)關(guān)斷時(shí)間,T 是開(kāi)關(guān)周期,VCS 是原邊電流檢測電壓。

2. 1 無(wú)源泄放電路的設計

無(wú)源泄放電路為T(mén)RIAC 提供維持電流和擎住電流,避免LED 的閃爍和誤觸發(fā)。在圖4 中由電阻R1和電容C1組成。電感L4為輸入濾波電感。其中,C1 的大小決定TRIAC 導通的泄放電流的大小。在調光中,泄放電流大,調光穩定性越高。電阻R1在電路中起阻尼作用,抑制調光器觸發(fā)時(shí)電容C1快速充電引起的尖峰電流。

2. 2 有源阻尼電路設計

圖4 中左上部分為有源阻尼電路,電阻R2、R3,電容C3,二極管和MOS 管Q1 組成,用來(lái)抑制尖峰電壓。其電路工作波形圖如圖6 所示。在調光器觸發(fā)時(shí),容易引起較大的電流尖峰,通過(guò)電源線(xiàn)路,為電容CIN快速充電。如果沒(méi)有阻性阻尼,該電流尖峰將引起電源電流振蕩,大電流將引起調光器誤觸發(fā),破壞TRIAC 調光器。采用阻尼電阻可以抑制尖峰電流,阻尼電阻的功耗也會(huì )較高。

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3、仿真結果及數據分析

圖7 給出了在不同導通角時(shí)整流橋輸出電壓的波形圖。由于調光器內部RC 電路的延時(shí)作用,使得最大最小調光角受到限制。由圖中可看出,隨著(zhù)控制角的增大,可調電壓的范圍逐漸變小。同時(shí)由于電路中加入有源阻尼,有效地抑制了尖峰電壓。

圖8搖調光曲線(xiàn)圖(調光角相對LED 電流的關(guān)系)圖8 所示是調光角與LED 輸出電流之間的關(guān)系,表1 給出了實(shí)驗數據。由圖8 可以看出,隨著(zhù)調光比的減小,LED 電流平滑地下降,實(shí)現平穩調光。這是由于調光角越小,可調電壓范圍越小,輸入電壓有效值也減小,因此輸出電流也減小。由表1 可知,電路的功率因數達到0. 9,效率在0. 8 以上。

結論

本文著(zhù)重分析了TRIAC調光器和單級PFC反激變換器的工作原理。詳細解說(shuō)了原邊控制帶TRIAC調光的LED驅動(dòng)電源的設計方案。設計的有源阻尼電路及線(xiàn)性頻率控制電路,有效抑制尖峰電壓,解決閃爍等問(wèn)題。本次設計的原邊控制使LED 驅動(dòng)電路結構簡(jiǎn)單,與現有照明系統兼容性好,效率高,成本低。能夠滿(mǎn)足人們對室內LED驅動(dòng)器的實(shí)際應用。

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