近來(lái)，LLC拓撲以其高效，高功率密度受到廣大電源設計工程師的青睞，但是這種軟開(kāi)關(guān)拓撲對MOSFET的要求卻超過(guò)了以往任何一種硬開(kāi)關(guān)拓撲。特別是在電源啟機，動(dòng)態(tài)負載，過(guò)載，短路等情況下。CoolMOS 以其快恢復體二極管，低Qg 和Coss能夠完全滿(mǎn)足這些需求并大大提升電源系統的可靠性。

 

一、摘要

 

長(cháng)期以來(lái)， 提升電源系統功率密度，效率以及系統的可靠性一直是研發(fā)人員面臨的重大課題。 提升電源的開(kāi)關(guān)頻率是其中的方法之一， 但是頻率的提升會(huì )影響到功率器件的開(kāi)關(guān)損耗，使得提升頻率對硬開(kāi)關(guān)拓撲來(lái)說(shuō)效果并不十分明顯，硬開(kāi)關(guān)拓撲已經(jīng)達到了它的設計瓶頸。而此時(shí)，軟開(kāi)關(guān)拓撲，如LLC拓撲以其獨具的特點(diǎn)受到廣大設計工程師的追捧。但是，這種拓撲卻對功率器件提出了新的要求。

 

二、LLC 電路的特點(diǎn)

 

LLC 拓撲的以下特點(diǎn)使其廣泛的應用于各種開(kāi)關(guān)電源之中：

1.LLC 轉換器可以在寬負載范圍內實(shí)現零電壓開(kāi)關(guān)；

2.能夠在輸入電壓和負載大范圍變化的情況下調節輸出，同時(shí)開(kāi)關(guān)頻率變化相對很??；

3.采用頻率控制，上下管的占空比都為50％；

4.減小次級同步整流MOSFET的電壓應力，可以采用更低的電壓MOSFET從而減少成本；

5.無(wú)需輸出電感，可以進(jìn)一步降低系統成本；

6.采用更低電壓的同步整流MOSFET， 可以進(jìn)一步提升效率。

 

三、LLC 電路的結構及原理

 

圖1和圖2分別給出了LLC諧振變換器的典型線(xiàn)路和工作波形。如圖1所示LLC轉換器包括兩個(gè)功率MOSFET（Q1和Q2），其占空比都為0.5；諧振電容Cr，副邊匝數相等的中心抽頭變壓器Tr，等效電感Lr，勵磁電感Lm，全波整流二極管D1和D2以及輸出電容Co。

而LLC有兩個(gè)諧振頻率，Cr， Lr 決定諧振頻率fr1； 而Lm， Lr， Cr決定諧振頻率fr2。

 

系統的負載變化時(shí)會(huì )造成系統工作頻率的變化，當負載增加時(shí)， MOSFET開(kāi)關(guān)頻率減小， 當負載減小時(shí)，開(kāi)關(guān)頻率增大。

 

 

3.1 LLC諧振變換器的工作時(shí)序

 

LLC變換器的穩態(tài)工作原理如下：

 

1）〔t1，t2〕

 

Q1關(guān)斷，Q2開(kāi)通，電感Lr和Cr進(jìn)行諧振，次級D1關(guān)斷，D2開(kāi)通，二極管D1約為兩倍輸出電壓，此時(shí)能量從Cr， Lr轉換至次級。直到Q2關(guān)斷。

 

2）〔t2，t3〕

 

Q1和Q2同時(shí)關(guān)斷，此時(shí)處于死區時(shí)間， 此時(shí)電感Lr， Lm電流給Q2的輸出電容充電，給Q1的輸出電容放電直到Q2輸出電容的電壓等于Vin．

 

次級D1和D2關(guān)斷 Vd1＝Vd2＝0， 當Q1開(kāi)通時(shí)該相位結束。

 

3）〔t3，t4〕

 

Q1導通，Q2關(guān)斷。D1導通， D2關(guān)斷， 此時(shí)Vd2＝2Vout

 

Cr和Lr諧振在fr1， 此時(shí)Ls的電流通過(guò)Q1返回到Vin，直到Lr的電流為零次相位結束。

 

4）〔t4，t5〕

 

Q1導通， Q2關(guān)斷， D1導通， D2關(guān)斷，Vd2＝2Vout

 

Cr和Lr諧振在fr1， Lr的電流反向通過(guò)Q1流回功率地。 能量從輸入轉換到次級，直到Q1關(guān)斷該相位結束

 

5）〔t5，t6）

 

Q1，Q2同時(shí)關(guān)斷， D1，D2關(guān)斷， 原邊電流I（Lr＋Lm）給Q1的Coss充電， 給Coss2放電， 直到Q2的Coss電壓為零。 此時(shí)Q2二極管開(kāi)始導通。 Q2開(kāi)通時(shí)相位結束。

6）〔t6，t7〕

 

Q1關(guān)斷，Q2導通，D1關(guān)斷， D2 開(kāi)通，Cr和Ls諧振在頻率fr1， Lr 電流經(jīng)Q2回到地。 當Lr電流為零時(shí)相位結束。

 

3.2 LLC諧振轉換器異常狀態(tài)分析

 

以上描述都是LLC工作在諧振模式， 接下來(lái)我們分析LLC轉換器在啟機， 短路， 動(dòng)態(tài)負載下的工作情況。

 

3.2.1 啟機狀態(tài)分析

 

通過(guò)LLC 仿真我們得到如圖3所示的波形，在啟機  個(gè)開(kāi)關(guān)周期，上下管會(huì )同時(shí)出現一個(gè)短暫的峰值電流Ids1 和Ids2． 由于MOSFET Q1開(kāi)通時(shí)會(huì )給下管Q2的輸出電容Coss充電，當Vds為高電平時(shí)充電結束。而峰值電流Ids1和Ids2也正是由于Vin通過(guò)MOSFET Q1 給Q2 結電容Coss的充電而產(chǎn)生。

 

圖3 LLC 仿真波形

 

我們將焦點(diǎn)放在第二個(gè)開(kāi)關(guān)周期時(shí)如圖4，我們發(fā)現此時(shí)也會(huì )出現跟  個(gè)開(kāi)關(guān)周期類(lèi)似的尖峰電流，而且峰值會(huì )更高，同時(shí)MOSFET Q2 Vds也出現一個(gè)很高的dv／dt峰值電壓。那么這個(gè)峰值電流的是否仍然是Coss引起的呢？ 我們來(lái)做進(jìn)一步的研究。

 

圖4 第二個(gè)開(kāi)關(guān)周期波形圖

 

對MOSFET結構有一定了解的工程師都知道，MOSFET不同于IGBT，在MOSFET內部其實(shí)寄生有一個(gè)體二極管，跟普通二極管一樣在截止過(guò)程中都需要中和載流子才能反向恢復， 而只有二極管兩端加上反向電壓才能夠使這個(gè)反向恢復快速完成， 而反向恢復所需的能量跟二極管的電荷量Qrr相關(guān)， 而體二極管的反向恢復同樣需要在體二極管兩端加上一個(gè)反向電壓。在啟機時(shí)加在二極管兩端的電壓Vd＝Id2 x Ron。而Id2在啟機時(shí)幾乎為零，而二極管在Vd較低時(shí)需要很長(cháng)的時(shí)間來(lái)進(jìn)行反向恢復。如果死區時(shí)間設置不夠，如圖5所示高的dv／dt會(huì )直接觸發(fā)MOSFET內的BJT從而擊穿MOSFET。

 

圖5

 

通過(guò)實(shí)際的測試，我們可以重復到類(lèi)似的波形，第二個(gè)開(kāi)關(guān)周期產(chǎn)生遠比  個(gè)開(kāi)關(guān)周期高的峰值電流，同時(shí)當MOSFET在啟機的時(shí)dv／dt高118，4V／ns。而Vds電壓更是超出了600V的  大值。MOSFET在啟機時(shí)存在風(fēng)險。

 

圖6

 

3.2.2 異常狀態(tài)分析

 

下面我們繼續分析在負載劇烈變化時(shí)，對LLC拓撲來(lái)說(shuō)存在那些潛在的風(fēng)險。

 

在負載劇烈變化時(shí)，如短路，動(dòng)態(tài)負載等狀態(tài)時(shí)，LLC電路的關(guān)鍵器件MOSFET同樣也面臨著(zhù)挑戰。

 

通常負載變化時(shí)LLC 都會(huì )經(jīng)歷以下3個(gè)狀態(tài)。我們稱(chēng)之為硬關(guān)斷，而右圖中我們可以比較在這3個(gè)時(shí)序當中，傳統MOSFET和CoolMOS內部載流子變化的不同， 以及對MOSFET帶來(lái)的風(fēng)險。

 

 

時(shí)序1，Q2零電壓開(kāi)通，反向電流經(jīng)過(guò)MOSFET和體二極管，此時(shí)次級二極管D2開(kāi)通，D1關(guān)段。

 

－傳統MOSFET此時(shí)電子電流經(jīng)溝道區，從而減少空穴數量

 

－CoolMOS此時(shí)同傳統MOSFET一樣電子電流經(jīng)溝道，穴減少，不同的是此時(shí)CoolMOS 的P井結構開(kāi)始建立。

   

 

 

 時(shí)序2，Q1和Q2同時(shí)關(guān)斷，反向電流經(jīng)過(guò)MOSFETQ2體二極管。

 

Q1和Q2關(guān)斷時(shí)對于傳統MOSFET和CoolMOS來(lái)說(shuō)內部電子和空穴路徑和流向并沒(méi)有太大的區別。

 

 

時(shí)序3，Q1此時(shí)開(kāi)始導通，由于負載的變化，此時(shí)MOSFET Q2的體二極管需要很長(cháng)的時(shí)間來(lái)反向

 

恢復。當二極管反向恢復沒(méi)有完成時(shí)MOSFET Q2出現硬關(guān)斷， 此時(shí)Q1開(kāi)通，加在Q2體二極管上的電壓會(huì )在二極管形成一個(gè)大電流從而觸發(fā)MOSFET內部的BJT造成雪崩。

 

－傳統MOSFET此時(shí)載流子抽出，此時(shí)電子聚集在PN節周?chē)?空穴電流擁堵在PN節邊緣。

 

－CoolMOS的電子電流和空穴電流各行其道， 此時(shí)空穴電流在已建立好的P井結構中流動(dòng)，并無(wú)電子擁堵現象。

 

綜上， 當LLC電路出現過(guò)載，短路，動(dòng)態(tài)負載等條件下， 一旦二極管在死區時(shí)間不能及時(shí)反向恢復， 產(chǎn)生的巨大的復合電流會(huì )觸發(fā)MOSFET內部的BJT使MOSFET失效。

 

有的 CoolMOS采用Super Juction結構， 這種結構在MOSFET硬關(guān)斷的狀態(tài)下， 載流子會(huì )沿垂直構建的P井中復合， 基本上沒(méi)有側向電流， 大大減少觸發(fā)BJT的機會(huì )。

 

四、如何更容易實(shí)現ZVS

 

通過(guò)以上的分析，可以看到增加MOSFET的死區時(shí)間，可以提供足夠的二極管反向恢復時(shí)間同時(shí)降低高dv/dt， di/dt 對LLC電路造成的風(fēng)險。但是增加死區時(shí)間是  的選擇么？下面我們進(jìn)一步分析如何夠降低風(fēng)險提升系統效率。
 

圖7

 

對于LLC 電路來(lái)說(shuō)死區時(shí)間的初始電流為：

 

 

而LLC能夠實(shí)現ZVS必須滿(mǎn)足：

 

而小勵磁電感為：

 

 

根據以上3個(gè)等式，我們可以通過(guò)以下三種方式讓LLC實(shí)現ZVS：

 

加Ipk；

 

第二， 增加死區時(shí)間；

 

第三， 減小等效電容Ceq即Coss。

 

從以上幾種狀況，我們不難分析出。增加Ipk會(huì )增加電感尺寸以及成本，增加死區時(shí)間會(huì )降低正常工作時(shí)的電壓，而  好的選擇無(wú)疑是減小Coss，因為減小無(wú)須對電路做任何調整，只需要換上一個(gè)Coss相對較小MOSFET即可。

 

五、結論

 

LLC 拓撲廣泛的應用于各種開(kāi)關(guān)電源當中，而這種拓撲在提升效率的同時(shí)也對MOSFET提出了新的要求。不同于硬開(kāi)關(guān)拓撲，軟開(kāi)關(guān)LLC諧振拓撲，不僅僅對MOSFET的導通電阻（導通損耗），Qg（開(kāi)關(guān)損耗）有要求，同時(shí)對于如何能夠有效的實(shí)現軟開(kāi)關(guān)，如何降低失效率，提升系統可靠性，降低系統的成本有更高的要求。CoolMOS，具有快速的體二極管，低Coss，有的可高達650V的擊穿電壓，使LLC拓撲開(kāi)關(guān)電源具有更高的效率和可靠性。