【導讀】隨著(zhù)汽車(chē)市場(chǎng)電氣化時(shí)代的到來(lái)，對電池充電器的需求越來(lái)越大。通過(guò)簡(jiǎn)單的公式可以知道，功率越大，充電時(shí)間就越短。本文考慮的是三相電源，其所能提供的功率最高為單相電源的3 倍。
這里提及的三相 PFC 板是基于碳化硅 MOSFET 的車(chē)載充電器系統第一級的示例，它會(huì )提高系統效率并減少 BOM 內容。
開(kāi)發(fā) PFC 板的主要目的是方便訪(fǎng)問(wèn)不同設備，從而為測試階段和測量提供便利；外形尺寸優(yōu)化從來(lái)不是 EVB 的目標。
一 輸出電壓
在這里，三相 PFC 提供的輸出電壓被固定為 700 V（精度5%）。得益于 SiC 技術(shù)，熱容量可以擴展至更高的范圍。以 50 Hz、230 Vac 的輸入電壓為例，其最大可交付功率為 11 kW。
二 系統
▲高 fs 范圍 (60?140 kHz)
▲高效率（fs 100 kHz 時(shí)為 98.3%）
▲寬輸入范圍 (167 - 265 VPH rms)
▲雙向
▲三相全橋整流器
圖 1：板圖片
圖 2：拓撲-概覽
圖 3：三相 PFC 框圖
三 應用/控制概述
總體概念可參見(jiàn)圖 3。由于在概念定義期間，可測試性被設定為最高優(yōu)先級，因此所提供的板不以最高功率密度和/或緊湊性為目標。
當向輸入連接器提供 50Hz 的三相電壓時(shí)，板的行為很簡(jiǎn)單；由于 PFC 拓撲的性質(zhì)，輸出總線(xiàn)電容電壓會(huì )升高。由于每個(gè) MOSFET 上都存在寄生續流二極管，帶有 MOSFET 的無(wú)橋 PFC 保證了從輸入到輸出的電流路徑。當 MOSFET 全部關(guān)斷時(shí)，電路板簡(jiǎn)化為三相二極管橋。整流后的輸入交流電壓將根據電源電壓幅度和 MOSFET 體二極管的正向電壓，被設置為定義的電平。然而，輸入端至少要提供一個(gè) 167 Vrms 的電壓。因此，兩個(gè)不同線(xiàn)路上的電阻用作浪涌電流限制器。一旦總線(xiàn)電壓達到 400 V，雙管反激變換器便開(kāi)始工作。它提供 24 V 電壓。藉此，一系列 DC/DC 穩壓器可生成為數字和模擬電路供電所需的其他電壓電平。
在進(jìn)行微喚醒時(shí)，除了驗證 ADC 通道的偏移電壓外，它還開(kāi)始監控總線(xiàn)電壓并檢測輸入電壓，從而確定電壓的頻率和相位角。該相位角將作為系統實(shí)現功率因數校正的基準角。
當直流總線(xiàn)電壓達到平坦狀態(tài)時(shí)，MCU 向繼電器發(fā)送指令，旁路電阻并允許輸出總線(xiàn)電壓進(jìn)一步升高。但是，電壓增量將低于整流后的輸入電壓幅度 √6?VPH, RMS。
MCU 將等到總線(xiàn)電壓再次平坦，以便開(kāi)始控制總線(xiàn)電壓，直到達到 700 V 的目標值。它不會(huì )一步達到目標值，而是跟隨一個(gè)平滑的斜坡發(fā)生器不斷變化，使總線(xiàn)電壓值按照參數化的斜坡達到最終的 700 V。
PFC 只實(shí)現了一種硬件保護，利用 NCV51705 柵極驅動(dòng)器的 DESAT 功能防止過(guò)電流事件。根據 NVHL080N120SC1 碳化硅 MOSFET（N 溝道，1200 V，80 m，TO247?3L）的特性，將在板上設置 50 A 的閾值。
所有故障線(xiàn)路被集合在一起，以生成到 MCU 的單個(gè)輸入，而該 MCU 將為 PWM 生成提供硬件停止。只能通過(guò) GUI 發(fā)送的復位命令或通過(guò)斷電/上電序列來(lái)復位故障條件，這兩種方式通常分別代表硬件/軟件復位。圖 4 總結了軟件層面的總體行為。
圖 4：激活直流總線(xiàn)電壓調節前的初步步驟流程圖
一旦應用處于直流總線(xiàn)電壓控制狀態(tài)，在沒(méi)有故障事件的情況下，MCU 將執行磁場(chǎng)定向控制 (FOC) 電壓控制算法。
該控制算法類(lèi)似于電機控制算法，即內部環(huán)路控制著(zhù)電流分量，而外部環(huán)路控制著(zhù)總線(xiàn)電壓。由于 PFC 的目標是保證每個(gè)相電壓和相電流之間的相位延遲為 0°，因此電壓調節將作用于 D 軸電流。Q 軸電流被設置為 0。D 軸表示“ACTIVE”電力分支，而 Q 軸則表示“REACTIVE”電力分支。圖 5 顯示了控制算法的框圖。
圖 5：控制框圖
為執行控制算法而采樣的模擬量包括：
● 相電流 (x3)；
● 線(xiàn)路電壓（因為在輸入連接器 (x3) 處沒(méi)有提供中性點(diǎn)）；
● 直流總線(xiàn)電壓。
線(xiàn)路電壓用于確定交流電壓相量的實(shí)際位置。然后，使用角度 θ 將電流相位延遲調節到 0?，這是 PFC 的主要目標。電壓位置用于通過(guò)克拉克和帕克變換，從靜止 ABC 系統參考轉換到旋轉 DQ 坐標系（對于 PFC，D 軸表示相電壓相量的幅值）。
在 θ 已知的情況下，所有電量都可以在 DQ 系統中表示，這種簡(jiǎn)化操作將確保能夠使用簡(jiǎn)單的 PI/PID 調節器。順便說(shuō)一下，PID 代表比例積分和微分調節，它可以單獨應用于系統，也可以組合在一起應用于系統。無(wú)論是哪種情況，正確的選擇要取決于待調節設備的傳遞函數。
當可提供一個(gè)常數作為參考量時(shí)，PI 調節器確實(shí)可以有效地將誤差調節為零，但不能調節交流參考量。在任何情況下，都需要對 PI 調節器進(jìn)行校準，以確保適當的系統穩定性，并在 PI 環(huán)路帶寬與時(shí)間響應之間進(jìn)行合理的折衷。通常期望電流環(huán)路（內部）的響應較快，外部環(huán)路（電壓）的響應較慢。
圖 7 提供了所實(shí)現的控制環(huán)路的詳細圖形。無(wú)論所選擇的 PWM 調制頻率如何，該控制環(huán)路都將以 20kHz 運行。盡管存在同步程序以使 ADC 外設由特定 PWM 計數器值觸發(fā)，但 PWM 頻率幾乎獨立于控制頻率。
該程序允許保持相電流之間的良好關(guān)系，在中性點(diǎn)隔離的星形連接三相系統中，電流和的瞬時(shí)值應等于零。
所選 MCU 為通用 MCU，它基于 Arm?M3、時(shí)鐘頻率 84 Mhz、單 S/H 和 ADC，具有多路復用輸入通道、1 MSPS 和 12 位。一次 ADC 轉換的延遲時(shí)間約為 1 μs。
由于讀取延遲、快速 PWM 頻率、瞬時(shí)開(kāi)關(guān)狀態(tài)和升壓電感等原因，每個(gè)相位中流動(dòng)的電流可以在極短的時(shí)間內發(fā)生顯著(zhù)變化。因此，為了克服這種有問(wèn)題的情況，系統會(huì )在三個(gè)連續的 PWM 周期內對電流進(jìn)行采樣。這意味著(zhù)可用于相應功能的最小 PWM 頻率是控制策略的三倍，也就是 60kHz。當然，所允許的最大 PWM 頻率也存在限制，即 140 kHz。再次觸發(fā) ADC 外設進(jìn)行新的測量之前，在每個(gè) PWM 周期中執行測量所需的等待時(shí)間會(huì )引入該限制。圖 6 顯示了這種限制背后的原因。
圖 6：主要外設交互和控制算法執行
從圖 6 中可以看出，只有在滿(mǎn)足以下條件的情況下，才能發(fā)出新的 ADC 觸發(fā)器：對三個(gè)模擬量（1 個(gè)電流和 2 個(gè)電壓）進(jìn)行了采樣；ADC 的轉換結束中斷已發(fā)送給 CPU（以將結果數據寄存器存儲到內存中）；已為新的測量準備好 ADC。每個(gè)程序大約需要 3.5 μs。在三個(gè) PWM 周期之后，ADC 不再被觸發(fā)，直到發(fā)生重新初始化讀取策略的新控制中斷。
控制期內收集的模擬量將用于下一個(gè)可用控制期。從 ADC 進(jìn)行模擬量采樣的時(shí)間與在控制策略中有效使用模擬量的時(shí)間之間存在確定性延遲。不過(guò)，這種延遲不會(huì )予以補償，原因是主工作頻率要遠低于所選的控制頻率周期，因此延遲被視為是可以忽略的。
一旦 ADC 模擬量可用，實(shí)現控制就簡(jiǎn)單多了，如圖 7 所示。
圖 7：控制算法詳述
如前所述，調制頻率可以在 60kHz 到 140kHz 之間的范圍內進(jìn)行選擇，這就是使用碳化硅 MOSFET 的好處。當然，從系統行為的角度來(lái)看，提高開(kāi)關(guān)頻率將意味著(zhù)更高的開(kāi)關(guān)損耗，這會(huì )實(shí)質(zhì)上導致芯片溫度的升高，進(jìn)而增加傳導損耗，原因就在于 RDS,ON會(huì )隨著(zhù)溫度而增大。正是出于這個(gè)原因，可以預見(jiàn)板上應該有一個(gè)風(fēng)扇，其目的是讓 SiC MOSFET 所在位置的散熱器能冷卻下來(lái)。風(fēng)扇由 MCU 驅動(dòng)，但目前其轉速將固定不變?？梢愿鶕c ID,REF 成正比的有效功率輸送來(lái)實(shí)現對風(fēng)扇轉速的調節。
為了減輕損失并提高系統效率，可以實(shí)施不同的驅動(dòng)策略。在結果部分中提供了更多的詳細信息。
四 硬件概述
本系統由兩塊板組成：一塊 4 層電源板和一塊 4 層控制板。
電源板將嵌入：
● 從輸入到總線(xiàn)電壓的所有電路（繼電器、升壓電感器、SiC MOSFET、直流總線(xiàn)電容）；
● 用于模擬信號調節的第一級電路（處理成 5V 范圍內）；
● 風(fēng)扇及其驅動(dòng)電路；
● 柵極驅動(dòng)器子系統（對每個(gè) MOSFET 而言都是相同的）；
● 高電平至 24 V DCDC 轉換器；
● 分布式連接器（以最大程度減小開(kāi)關(guān)節點(diǎn)的環(huán)路長(cháng)度）。
控制板將嵌入：
● 微控制器及其隔離編程電路（通過(guò)串行通信）；
● 24 V 至各種直流電壓電平（如圖 3 所示）；
● 第二級模擬信號調節（采用電源板輸入并調節至 3.3V 范圍）；
● 邏輯柵極（用于處理來(lái)自柵極驅動(dòng)器的故障信號）；
● LED 和分布式連接器（根據電源板）。
五 風(fēng)扇
風(fēng)扇需要兩個(gè)引腳：
● FAN_ON_OFF：將引腳設置為高電平會(huì )為風(fēng)扇提供 24 V 電壓。
● FAN_PWM：這是一個(gè)脈寬調制引腳。占空比越高，風(fēng)扇轉速就越快，進(jìn)而吹入的空氣越多。
六 繼電器
由繼電器的布局可以預見(jiàn)：上電時(shí)，安裝在板上的 13.6 個(gè)功率電阻器會(huì )限制浪涌電流。通過(guò)切換 INRUSH_OFF 引腳將數字值設置為高電平，可斷開(kāi)電阻器。上電時(shí)，該引腳被初始化為低電平。
七 柵極驅動(dòng)器系統
板上帶有六個(gè)對稱(chēng)結構的柵極驅動(dòng)器。它們中的每一個(gè)都包含一個(gè)隔離式 DCDC 轉換器、一個(gè)數字隔離器和 NCP51705 柵極驅動(dòng)器。NVP51705 是一個(gè)用于驅動(dòng) SiC MOSFET 的專(zhuān)用器件。每個(gè)部分都有 3 個(gè)數字引腳：2 個(gè)輸入和 1 個(gè)輸出（這是從柵極驅動(dòng)器的角度看；如果是從 MCU 的角度看，則為 2 個(gè)輸出和 1 個(gè)輸入）。MCU 必須為每個(gè)驅動(dòng)器提供禁用信號；它實(shí)際上表示 PWM 信號的反相輸入和 PWM 信號本身。MCU 必須檢測故障引腳。它表示柵極驅動(dòng)器電平的故障狀態(tài)。
柵極驅動(dòng)器故障一旦確立，它就會(huì )自動(dòng)禁用 PWM 輸出。故障引腳用于向 MCU 發(fā)出故障狀態(tài)信號。這種故障通常是由于過(guò)電流事件引起的，盡管其他異常情況也可能觸發(fā)此故障。
一旦發(fā)生故障事件，便不再向柵極驅動(dòng)器提供 PWM 信號，同時(shí) DISABLE 引腳再次投入工作。
每個(gè)柵極驅動(dòng)器的故障引腳都匯集于“or”端口，共有六個(gè)輸入。然后，所生成的 PWM_FAULT 將連接至 MCU 上可用的硬件 PWM 故障引腳。
DISABLE 引腳應初始化為 HIGH（高電平），以禁用柵極驅動(dòng)器功能。當控制策略能夠發(fā)送有效的占空比信息時(shí)，必須將 DISABLE 設置為低電平。
八 測試
系統將生成以下測試結果，為板提供 50Hz 的 230 Vrms 電壓。
控制算法被配置為提供 100 kHz 的開(kāi)關(guān)頻率和 100 ns 的死區時(shí)間。所用的升壓電感器具有 330H 的平均電感值。
用于驅動(dòng) MOSFET 的柵極電阻值為 22 Ω（對于源極）和 4.7 Ω（對于漏極），以確保在最大電流下具有以下開(kāi)關(guān)特性：
圖 8：慢開(kāi)關(guān)速度一側的 SiC MOSFET
針對不同情況，要實(shí)施并測試不同的 PWM 策略。每一項策略都會(huì )影響電感器高頻電流紋波，而低頻包絡(luò )線(xiàn)則跟隨輸出目標功率。雖然電流紋波與 PWM 頻率和總線(xiàn)電壓有關(guān)，但它也受到零序電壓的嚴重影響。零序電壓會(huì )影響 PWM 周期中電感器兩端的電壓生成。
圖 9：經(jīng)過(guò)檢驗的調制策略
最后是選擇“不連續 1”調制策略的情況下，以 100kHz 運行 PFC 板的系統效率結果。
圖 11：fPWM = 100 kHz 時(shí)的效率結果
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