AD9361和AD9371系列均使用零中頻（亦稱(chēng)為zero-IF或ZIF）架構實(shí)現極高的集成度并顯著(zhù)減少系統中頻率相關(guān)組件的數量。如圖1中的AD9371功能框圖所示，主接收信號路徑和主發(fā)送信號路徑使用一個(gè)復數混頻器級，在以本振 (LO) 頻率為中心的射頻 (RF) 和以直流為中心的基帶之間進(jìn)行轉換。為了更好地了解ZIF收發(fā)器中使用的復數混頻器，請參閱本文末尾引用的復數RF混頻器相關(guān)文章。1

 

圖1. RadioVerse AD9371收發(fā)器功能框圖。

 

盡管憑借這樣的高集成度提供了許多優(yōu)勢，但ZIF無(wú)線(xiàn)電器件也帶來(lái)了挑戰。復數混頻器具有同相 (I) 信號和正交相 (Q) 信號。一旦這些信號的相位或幅度出現任何不匹配，組合上變頻的I信號和Q信號時(shí)會(huì )導致求和和消除性能下降。上面引用的文章中描述了這一點(diǎn)。當發(fā)送所需信號時(shí)，不完美的消除會(huì )導致在該信號本振 (LO) 頻率的相反側出現該信號的反相副本。這一信號副本被稱(chēng)為鏡像，與其對應的所需信號相比，幅度更小。同樣，當接收所需信號時(shí)，所需信號的反相副本會(huì )出現在該信號直流的相反側。在其他架構（例如超外差架構）中，可以在中間級進(jìn)行鏡像濾波。ZIF架構的主要優(yōu)勢是去除了這些濾波器和中間混頻器級，但這需要極佳的I和Q平衡才能將鏡像幅度降低到可接受水平。

 

圖2中經(jīng)過(guò)簡(jiǎn)化的接收信號路徑示意圖顯示了這些不匹配與A、fC和φ指定的不匹配發(fā)生的位置。只有一條路徑顯示失配的相位，因為它是形成鏡像的信號路徑之間的不平衡，而不是信號路徑的絕對增益和相位。因此，在一條路徑中顯示所有不平衡因素，這在數學(xué)上是正確的。圖2所示的復數混頻器也稱(chēng)為正交混頻器，因為提供給混頻器的兩個(gè)LO信號彼此正交。

 

圖2. 經(jīng)過(guò)簡(jiǎn)化顯示信號損傷的正交接收器信號路徑。

 

圖3例示了使用單音或連續波 (CW) 的有用信號以及因此形成的無(wú)用CW鏡像。有用信號被下變頻到頻率ωC。如果正交平衡不完美，鏡像將在頻率為-ωC時(shí)出現。鏡像抑制比 (IRR) 是有用信號與無(wú)用鏡像信號之差，用分貝 (dB) 表示。降低正交失配的方式被稱(chēng)為正交誤差校正 (QEC)。

 

圖3. 單音有用信號和干擾鏡像。

 

鏡像幅度與增益和相位不匹配有關(guān)，關(guān)系式如下所示：

 

 

其中：

 

Δ = 幅度不平衡（用分貝 (dB) 表示，理想值為1）

 

θ = 相位誤差（用度 (°) 表示，理想值為0）

 

等式1可得出二維矩陣，因為兩個(gè)輸入變量分別會(huì )導致鏡像抑制性能下降。圖4顯示了該矩陣的一部分，其中穿過(guò)整個(gè)頁(yè)面的軸是幅度不平衡，進(jìn)入到頁(yè)內的軸是相位不平衡，垂直的軸是鏡像抑制（單位：dB）。例如，如果幅度誤差為0.00195且系統需要實(shí)現76 dB的鏡像抑制，則相位誤差必須優(yōu)于0.01286°。即使在單個(gè)集成電路器件中，也很難通過(guò)控制影響I和Q匹配的所有因素來(lái)達到優(yōu)于50 dB的鏡像抑制。使用AD9371通?？蓪?shí)現76 dB的鏡像抑制，這需要運用數字算法來(lái)控制模擬路徑變量并在數字域中應用校正。

 

圖4. 鏡像抑制（單位：dB）與幅度不平衡（單位：dB）和相位不平衡（單位：°）之間的關(guān)系。

 

 

圖5是一張簡(jiǎn)化圖，顯示了下變頻之后波形以直流為中心的單載波情形。該波形的示例將是20MHz LTE下行鏈路OFDM信號的單一實(shí)例。如圖5所示，負側的一部分有用信號將在正側具有鏡像，反之亦然。在以直流為中心的單載波情形中，鏡像在有用信號內（或其之上）并破壞了有用信號。

 

圖5. 具有干擾鏡像的單調制載波。

 

當接收信號并隨后解調該信號時(shí)，將存在若干信號損傷。增加接收信號路徑本底噪聲的熱噪聲就是一個(gè)例子。如果鏡像在有用信號內，也會(huì )增加噪聲。如果所有噪聲源的總和過(guò)高，則無(wú)法對信號進(jìn)行解調。單載波圖和多載波圖中所示的熱噪底就是一個(gè)例子，它作為一個(gè)促成因素在這些討論中被忽略了。

 

當使用AD9361的內部LO（適用于具有推薦性能的參考時(shí)鐘源）時(shí)，AD9361將在無(wú)噪底限制時(shí)實(shí)現約-40 dB的EVM。通過(guò)RF PLL的相位噪聲將EVM限制在-40 dB。AD9361約50 dBc的鏡像抑制性能意味著(zhù)在圖5所示的單載波情形中，僅靠鏡像只能將EVM降低約0.5dB。這樣低的EVM降低意味著(zhù)收發(fā)器通常不是64-QAM（甚至更高）調制方案的限制因素。在這種單載波情形中，鏡像總是比有用信號小50 dB左右，如圖5所示。

 

圖6顯示了多載波的例子。圖中的有用信號在下變頻之后發(fā)生了直流失調。

 

圖6. 信號1破壞了信號2導致多載波調制信號具有干擾鏡像。

 

每個(gè)有用信號的鏡像通過(guò)直流反射并顯示在頻譜的相反側。在該示例中，兩個(gè)有用信號已經(jīng)被下變頻到相同的直流失調，有用信號1在正側，有用信號2在負側。需要注意的是，有用信號2的幅度比有用信號1的幅度低60 dB。兩個(gè)載波具有不同幅度在多載波情形下屢見(jiàn)不鮮，如果來(lái)自?xún)蓚€(gè)移動(dòng)電臺的信號行進(jìn)到同一基站時(shí)遇到不同量的路徑損耗，便會(huì )發(fā)生上述情況。如果這兩個(gè)移動(dòng)電臺與基站的距離不同，或其中一個(gè)移動(dòng)電臺通過(guò)除另一個(gè)移動(dòng)電臺外的對象或在其周?chē)l(fā)送信號時(shí)，可能發(fā)生這種情況。

 

有用信號2的幅度比有用信號1鏡像的幅度低10dB。這表示有用信號2的信噪比為-10dB。即使使用的是最簡(jiǎn)單的調制技術(shù)，也很難實(shí)現解調。顯然，需要更好的鏡像抑制性能來(lái)應對這些情況。

 

圖7顯示相同的情況，但采用AD9371典型的接收鏡像抑制性能。

 

圖7. 信號1幅度低于信號2幅度導致多載波調制信號具有干擾鏡像。

 

有用信號1鏡像的幅度現在比有用信號2的幅度低15 dB。因此信噪比為15dB，足以使用各種調制方案來(lái)解調有用信號2。

 

 

AD9361和AD9371都優(yōu)化了模擬信號和LO路徑，從本質(zhì)上減少了正交不平衡。但如上所述，硅片能夠帶來(lái)的好處是有限的。數字校正可以將鏡像抑制性能提高若干個(gè)數量級。

 

AD9361接收器正交校準使用一種算法來(lái)分析接收到的整個(gè)數據頻譜，從而在整個(gè)帶寬上創(chuàng )建平均校正。對于單載波用例和相對較窄的帶寬（如20 MHz），該校正在目標帶寬上會(huì )產(chǎn)生良好的鏡像抑制。這被稱(chēng)為非頻率相關(guān)算法。該算法對接收到的數據執行操作并實(shí)時(shí)更新。

 

AD9371在通過(guò)注入測試音進(jìn)行初始化期間以及使用實(shí)際接收到的數據進(jìn)行操作期間運行接收鏡像抑制校準。這些更先進(jìn)的校準可根據頻率相關(guān)不平衡以及非頻率相關(guān)不平衡進(jìn)行調整。該算法會(huì )實(shí)時(shí)更新。AD9371采用更先進(jìn)的算法和電路實(shí)施校正，在占用的信號帶寬上的性能優(yōu)于A(yíng)D9361，兩者之差約為25 dB。

 

本文介紹了使用接收信號路徑的正交不平衡的起源和影響，但ZIF收發(fā)器也必須克服發(fā)射信號路徑中的相同問(wèn)題。當信號路徑或LO路徑不平衡時(shí)，發(fā)射器的輸出包括有用信號及其鏡像。

 

對于發(fā)送信號路徑，AD9361使用初始化校準來(lái)減少優(yōu)化硬件設計提供的正交不平衡。初始化校準使用處于單一頻率且采用單一衰減設置的CW信號音。該算法通常導致功耗比有用信號低50dB左右的鏡像。另一種寫(xiě)入方式是-50 dBc（低于載波的分貝值）。在過(guò)溫、寬帶寬或不同衰減設置條件下運行可能會(huì )影響鏡像水平。

 

AD9371使用分布在有用信號帶寬上的多個(gè)內部生成的信號音進(jìn)行初始發(fā)送路徑校準，并確定跨多個(gè)發(fā)送衰減設置的校正系數。運行期間，發(fā)送信號路徑跟蹤校準使用實(shí)際發(fā)送的數據并定期更新校正系數。AD9371的鏡像抑制性能優(yōu)于A(yíng)D9361（兩者之差約為15 dB），并且在過(guò)溫和衰減條件下以及占用的信號帶寬上可體現這一優(yōu)勢。

 

 

到目前為止，根據本文所涵蓋的全部?jì)热?，讓我們進(jìn)行思考實(shí)驗，假設我們正在構建一個(gè)系統，其中包含一個(gè)中心基站和多個(gè)客戶(hù)端設備。為了簡(jiǎn)化示例，這一假設的系統在運行時(shí)會(huì )遠離建筑物等可導致多路徑的物體?；緦⑴c覆蓋區域半徑可擴展到100米的客戶(hù)端設備進(jìn)行通信，如圖8所示。

 

圖8. 形象顯示基站和客戶(hù)端基站的蜂窩覆蓋區域。

 

該系統將在18 MHz的總帶寬上使用多個(gè)同時(shí)發(fā)送的6 MHz寬載波。因此在這個(gè)系統中，一個(gè)客戶(hù)端設備可能非常接近基站，比如0.3米，而最遠的客戶(hù)端設備與基站之間的距離當然就是100米。兩者之間的自由空間路徑損耗差約為50dB。另外假定基站基帶處理器可以測量接收功率，然后通知客戶(hù)端將發(fā)射功率增加或減少高達10 dB。附近的客戶(hù)端將減少10dB的發(fā)射功率，而最遠端的客戶(hù)端將以全功率發(fā)射?；镜慕邮展β室虼私档?0 dB，形成40 dB的總體電位差，如圖9所示。顯示的兩個(gè)載波表示上述最差情況。為了清楚起見(jiàn)，省略了可以駐留在兩個(gè)有用信號之間的可選載波。

 

圖9. 多載波調制信號示例。

 

在這個(gè)系統中，假定基站和客戶(hù)端使用相同的收發(fā)器。如果使用AD9361，發(fā)送鏡像的幅度可能比有用信號的幅度低50 dB左右。接收器也將增加類(lèi)似的鏡像功率。兩個(gè)正交不平衡組合起來(lái)形成比有用信號低47 dB左右的鏡像。

 

如果AD9371用于鏈路的兩端，則發(fā)送鏡像的幅度通常會(huì )下降65 dB，并且接收器會(huì )使鏡像比有用信號低75 dB。將這兩者相加，可以得到比有用信號低64.5 dB左右的總鏡像。圖10顯示了兩種結果。

 

圖10. 鏡像幅度不同的AD9361和AD9371多載波調制信號示例。

 

在這個(gè)簡(jiǎn)化的示例中，我們只考慮鏡像的影響，而忽略對SNR的影響，如熱噪聲、相位噪聲和非線(xiàn)性度。其中，AD9361可實(shí)現約7dB的SNR，而AD9371則可實(shí)現約24.5dB的SNR。如果在該系統中使用64-QAM等復雜調制方案，AD9371可能由于總體系統SNR要求而成為最佳選擇。如果使用QPSK等更簡(jiǎn)單的調制方案，那么選擇AD9361即可，滿(mǎn)足要求綽綽有余。在基帶處理器中使用的技術(shù)將確定解調信號所需的實(shí)際系統SNR。當然，從這個(gè)思考實(shí)驗轉向一個(gè)真正的系統，必須考慮熱噪聲等以前忽略的影響。

 

 

之前給出的兩個(gè)收發(fā)器正交校正算法的圖示和描述集中在接收信號路徑上。由于相同的原因，干擾鏡像的影響也適用于發(fā)送路徑。位于較小載波之上的發(fā)送鏡像對于接收信號的基站來(lái)說(shuō)同樣麻煩。

 

描述收發(fā)器用以降低鏡像水平的技術(shù)的部分顯示了兩個(gè)不同器件系列實(shí)現的量化差異。隨后我們根據上述具體示例進(jìn)行系統設計，并將設計決策范圍縮小到一些簡(jiǎn)短的與解調接收信號所需的SNR相關(guān)問(wèn)題。雖然AD9371系列的鏡像性能總是優(yōu)于A(yíng)D9361系列，但是AD9371系列的功耗更高并且使用高速串行接口，這就要求系統工程師能夠查看設計的各個(gè)方面，并為其應用找到最佳解決方案。

 

本文轉載自亞德諾半導體。