本文將介紹如何確保放大器穩定性的設計技巧，包括須知與禁忌，讓您無(wú)需深入研究基本數學(xué)原理即可設計出穩定的放大器電路。

 

最大限度降低寄生電容對放大器穩定性影響的方法主要有三種：

 

1)、良好的布線(xiàn)技術(shù)，最大限度減少電路板和探頭的寄生電容。

 

2)、使用CFB放大器廠(chǎng)商規定的反饋和增益電阻值，保證提供足夠的相位裕度以承受較小的寄生電容。

 

3)、利用補償技術(shù)，最大限度降低頻率響應峰值和脈沖響應過(guò)沖。

 

1、電路板布線(xiàn)技巧

 

優(yōu)化電路性能，盡可能提升CFB放大器效果。需特別注意：電路板布線(xiàn)寄生、外部元件類(lèi)型和電阻值。以下建議有助于優(yōu)化電路性能（參考圖1和圖2）：

 

使用去耦電容對電源引腳進(jìn)行低頻和高頻緩沖。對于高頻，并聯(lián)使用100nF和100pF電容，并將它們安置在距離電源引腳不到6mm的位置。對于低頻，使用6.8μF鉭電容，可距離放大器更遠，并允許在其它設備間共享。避免使用窄電源和接地走線(xiàn)，盡量減少走線(xiàn)電感，特別是電源引腳和去耦電容間的走線(xiàn)電感。

 

由于放大器的輸出和反相輸入引腳對寄生電容最敏感，因此需將輸出電阻RS（如需要）靠近輸出引腳處，反饋和增益電阻（RF和RG）靠近反相輸入，將各自引腳與所有走線(xiàn)電容隔離。

 

在非反相輸入處增加RIN和CIN占位符，以補償由反相輸入端的寄生電容（CPI）引起的增益峰值。

 

確定是否需要輸出隔離電阻。低寄生電容負載（<5pF）通常不需要RS。此外，更高的寄生輸出電容可在沒(méi)有RS的情況下驅動(dòng)，但需要更高的閉環(huán)增益設置。

 

保持輸入和輸出引腳周?chē)袩o(wú)接地層和無(wú)電源層的區域，盡量減輕交流接地相關(guān)電容的積聚。在電路板的其它地方，接地層和電源層應保持完好。

 

通過(guò)100Ω電阻將每個(gè)測試點(diǎn)連接到要測量的走線(xiàn)，并隔離探針電容示波器與信號走線(xiàn)。

 

圖1：具備寄生電容和補償元件RS,、RIN及CIN的CFB放大器

 

圖2：無(wú)接地窗口的雙層PCB推薦布線(xiàn)

 

2、使用既定RF值

 

CFB放大器廠(chǎng)商通常指定多個(gè)RF值，每個(gè)RF值對應不同的增益設置。使用推薦的電阻值可確保最佳性能，而不會(huì )帶來(lái)（或僅造成很小幅度的）峰值增益或帶寬損失；偏離這些值則會(huì )影響放大器性能。圖3中顯示了在信號增益為2時(shí)使用不同RF值的情況，可見(jiàn)，當指定值RF=1.1kΩ時(shí)達到最佳性能。但當RF提高至1.5kΩ時(shí)，會(huì )出現帶寬損失，而當RF降低到600Ω時(shí)，會(huì )產(chǎn)生增益峰值（圖4）。

 

因此，要獲得最佳性能，請遵循廠(chǎng)商建議的RF值。

 

圖3：使用數據表中指定的RF值可確保最佳性能

 

圖4：偏離指定的RF值會(huì )導致增益產(chǎn)生峰值或降低帶寬

 

3、補償寄生電容的影響

 

為區分輸入端（CPI）和輸出端（CPO）的寄生電容，可進(jìn)行脈沖響應測試。CPI通常小于CPO，并會(huì )導致短暫信號過(guò)沖；而CPO通常會(huì )造成信號振鈴現象延長(cháng)（圖5）。當然，若CPI>CPO，情況則會(huì )反轉；然而這種情況很少發(fā)生。

 

圖5：CPI引起的信號過(guò)沖與CPO導致的信號振鈴現象

 

4、寄生輸入電容CPI

 

反相輸入端（CPI）的寄生電容通常較?。?.5至5pF），該電容由布線(xiàn)雜散電容和表面貼裝電阻RG的固有分流電容組成。CPI、RF、RG共同在放大器反饋路徑中形成低通特性，在放大器傳遞函數VO/VI中轉換為高通特性。

 

這種高通特性可在非反相放大器輸入端用R-C低通濾波器進(jìn)行補償。為此，非反相輸入端的輸入電容須與反相輸入端的寄生電容相匹配（CIN=CPI），且RIN值必須等于反饋和增益電阻的并聯(lián)值（RIN=RF||RG）。

 

圖6：通過(guò)RIN-CIN消除增益峰值

 

圖7：通過(guò)RIN-CIN減少過(guò)沖

 

圖6和圖7顯示了圖1中電路的頻率和脈沖響應。當放大器以G=2運行時(shí)，其中的RF=RG為廠(chǎng)商規定的最佳性能電阻值。圖6和圖7中還可以觀(guān)察到以下結果：

 

? 當CPI=0時(shí)，黑色曲線(xiàn)所示的頻率和脈沖響應既未出現增益峰值也未出現過(guò)沖。對于10MHz的±100mV測試輸入，標稱(chēng)增益為6dB，脈沖幅度為±200mV。

 

? 當CPI=5pF時(shí)，紅色曲線(xiàn)所示的頻率和脈沖響應顯示增益峰值接近21dB，過(guò)沖為±1V。

 

? 在補償情況下（藍色曲線(xiàn)），當CIN=CPI=5pF，且RIN=RF||RG=RF/2時(shí)，頻率和脈沖響應分別顯示增益峰值和過(guò)沖降低至0.5dB和±45mV。

 

5、寄生輸出電容CPO

 

放大器輸出端（CPO）寄生電容還包含布線(xiàn)雜散電容，但大部分通常來(lái)自較大的負載電容，例如瞬態(tài)抑制器和電流導引二極管的結電容、電纜電容，模數轉換器及其它放大器的輸入電容。因此，CPO的總值可低至20pF，也可能達到幾個(gè)100pF。

 

綜上所述，通常較小的寄生輸出電容對傳遞函數幾乎沒(méi)有影響，但較大的CPO值會(huì )導致高增益峰值，并且脈沖響應會(huì )延長(cháng)振鈴。圖8和圖9顯示了輸出電容為20pF的影響，其增益峰值小于1dB，且僅出現低于30mV的小過(guò)沖。若需要補償CPO，則稍微提高RF、RG值即可。

 

圖8：利用較高RF值補償較小CPO值

 

圖9：補償結果顯示幾乎無(wú)法區分的脈沖響應

 

與此相反，補償較大的輸出電容十分必要。圖10和圖11顯示了在未進(jìn)行補償的情況下，傳遞函數達到約15dB的增益峰值，且CPO為500pF時(shí)（紅色曲線(xiàn)）脈沖響應中的長(cháng)時(shí)間信號振鈴。即使提高RF、RG電阻值，改善效果也十分有限（藍色曲線(xiàn)）。不過(guò)，安置串聯(lián)電阻（RS）可將放大器輸出與容性負載隔離（參見(jiàn)圖1電路）。在此模擬中，需要一個(gè)僅為3.9Ω的小RS值將增益峰降至0.5dB以下，同時(shí)將信號過(guò)沖從±400mV降低到±50mV。

 

圖10：高CPO值需要額外的隔離電阻RS

 

圖11：通過(guò)RS補償顯著(zhù)改善脈沖響應

 

結論

 

本文中重點(diǎn)探討確保放大器穩定性的設計總結如下：

● 首先，應采用良好的布線(xiàn)技術(shù)將寄生電容降至最低

● 使用6.8μF、100nF和100pF電容器為電源電壓提供低頻和高頻緩沖

● 在測試點(diǎn)和待測量走線(xiàn)間插入100Ω電阻，隔離探針電容與信號走線(xiàn)

● 使用數據表中指定的電阻值

● 進(jìn)行初始脈沖響應測試，以區分寄生輸入和輸出電容

● 通過(guò)R-C低通濾波器補償非反相信號輸入端的寄生輸入電容

● 提高RF和RG值，補償較小寄生輸出電容

● 插入低值隔離電阻RS，補償較大的寄生輸出電容

 

 

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