- 數字電源技術(shù)同步整流技術(shù)
- 數字電源技術(shù)伏秒平衡控制技術(shù)
為推廣高效率節能產(chǎn)品，越來(lái)越多的國家和地區紛紛發(fā)布了各種節能規范和標準。例如，國際能源署（IEA）所倡導“1W計劃”，美國環(huán)保署（EPA）的“能源之星”計劃，以及中國節能產(chǎn)品認證中心（CECP）所制定的規章等都把節能環(huán)保放在重要位置。
如何提高電源的效率，是目前電源設計中面臨的重要課題。數字電源技術(shù)的出現為提高電源的效率提供了新的方法。ADP1043是ADI公司推出的一款針對高端服務(wù)器、存儲器以及通信設備等電源所設計的數字電源控制器，可支持多種拓撲結構，并利用直觀(guān)的圖形用戶(hù)界面（GUI）無(wú)需用語(yǔ)言進(jìn)行編程，便可在幾分鐘之內配置包括頻率、時(shí)序、電壓設置與保護限制等系統電源參數。圖1所示為ADP1043的典型應用電路。其所采用的數字電源技術(shù)可幫助實(shí)現高效率電源。
因此，為最大限度地提高效率，要求死區時(shí)間盡可能小。但是在傳統的模擬方案中，自驅動(dòng)型除了應用的限制外，還很難提供精確的控制時(shí)序；對于外驅動(dòng)型，由于其參數是由電阻、電容等無(wú)源器件進(jìn)行設定，存在誤差、老化、溫漂等問(wèn)題，為保證有足夠的余量，死區時(shí)間也不可能設置得很小。因此，ADP1043的數字方案是很好的選擇。圖2所示為ADP1043在全橋拓撲電路下的PWM和SR的GUI設置界面。通過(guò)設置T9、T10、T11和T125便可精確獲得同步整流MOSFET所需的死區時(shí)間，其中每次調整的最小時(shí)間為5ns。
圖2PWM和SR的GUI設置界面
伏秒平衡控制技術(shù)
在傳統的橋式拓撲電路中，一般為防止變壓器的偏磁，會(huì )在變壓器的原邊回路中串入一個(gè)隔直電容器。這樣做存在缺點(diǎn)，一方面是增加了電源的成本和體積，另一方面又增加了損耗，降低了效率。ADP1043采用伏秒平衡控制的數字技術(shù)解決了該問(wèn)題。如圖3所示，在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期中，ADP1043通過(guò)CS1分別測量流過(guò)開(kāi)關(guān)管A、D和開(kāi)關(guān)管B、C的電流并計算其差值，通過(guò)差值信號調節驅動(dòng)信號OUTB和OUTD的脈寬，對失衡進(jìn)行補償。
例如，如圖4所示，當CS1測量到流過(guò)開(kāi)關(guān)管B、C的電流大于開(kāi)關(guān)管A、D時(shí)，便會(huì )減小OUTB的脈寬，增大OUTD的脈寬，這樣流過(guò)開(kāi)關(guān)管B、C的電流會(huì )減小，而流過(guò)開(kāi)關(guān)管A、D的電流會(huì )增大，經(jīng)過(guò)若干周期后，電流自動(dòng)實(shí)現了平衡。采用該技術(shù)后，可有效防止偏磁，并且省去隔直電容器，提高效率和可靠性。
圖3伏秒平衡控制技術(shù)
圖4伏秒平衡控制波形[page]
動(dòng)態(tài)死區控制技術(shù)在傳統模擬方案中，一般設定一個(gè)足夠長(cháng)的固定的死區時(shí)間可確保電源工作在所有條件下。但是對于一個(gè)典型的應用環(huán)境，這個(gè)死區時(shí)間往往比所需的時(shí)間長(cháng)，由于在死區時(shí)間，是MOSFET的體二極管在導通電流，所以較長(cháng)的死區時(shí)間會(huì )增加損耗，降低電源的效率。ADP1043可根據負載的情況，動(dòng)態(tài)調節死區的大小，從而使電源在輕載和滿(mǎn)載時(shí)的效率得以?xún)?yōu)化。改善輕載效率除了提高電源在重載下的效率，改善電源輕載時(shí)的效率也同樣至關(guān)重要。
這是因為在電源壽命的絕大部分時(shí)間內，工作負荷一般低于60%，電源很少在滿(mǎn)負荷下(100%)長(cháng)時(shí)間工作，在滿(mǎn)載時(shí)能高效工作的系統并不能保證在輕載時(shí)也同樣保持最佳狀態(tài)。傳統的模擬方案為改善輕載效率，往往需要大規模改變或增加控制電路，增加了控制的復雜性，降低了電源的可靠性。而ADP1043所提供的數字控制技術(shù)，無(wú)需增加新的控制電路就能輕易的切換控制策略，這對于模擬電路來(lái)說(shuō)幾乎是不可能的。
跳周期控制技術(shù)一般來(lái)說(shuō)，開(kāi)關(guān)電源在重載時(shí)，其損耗主要是功率開(kāi)關(guān)管的導通損耗。而在輕載時(shí)，開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)損耗和磁損占主導地位。因此，降低開(kāi)關(guān)管在輕載時(shí)的開(kāi)關(guān)頻率就能明顯降低損耗，提高電源輕載時(shí)的效率。跳周期控制技術(shù)就是一種有效的方法。通常當電源從滿(mǎn)載一直減小時(shí)，其工作模式會(huì )從連續電流模式（CCM）進(jìn)入到非連續電流模式（DCM），這時(shí)為了維持輸出電壓的調節，開(kāi)關(guān)管的導通時(shí)間將會(huì )減小。如果一直繼續減小負載，開(kāi)關(guān)管的導通時(shí)間就會(huì )到達最小導通時(shí)間。在達到最小導通時(shí)間后，如果仍繼續減小負載，調節器必須屏蔽掉一些開(kāi)關(guān)脈沖，以維持輸出電壓的調節。
這時(shí)一個(gè)脈沖將對輸出電容充電維持足夠的輸出能量，而在接下來(lái)的幾個(gè)脈沖被調節器屏蔽，不驅動(dòng)開(kāi)關(guān)管，當輸出電壓降到調節器的閾值電壓以下時(shí)，一個(gè)新的脈沖開(kāi)始。這樣，在維持輸出穩定的前提下減少了開(kāi)關(guān)次數，降低了開(kāi)關(guān)損耗，從而極大的提高輕載的效率。通過(guò)ADP1043的GUI可以設置開(kāi)關(guān)管的最大和最小的導通時(shí)間和是否啟用跳周期控制技術(shù)，如圖5所示。當所需的導通時(shí)間小于設置的最小導通時(shí)間，并且啟用了跳周期控制技術(shù)時(shí)，電源進(jìn)入跳周期的工作模式。
這是因為在電源壽命的絕大部分時(shí)間內，工作負荷一般低于60%，電源很少在滿(mǎn)負荷下(100%)長(cháng)時(shí)間工作，在滿(mǎn)載時(shí)能高效工作的系統并不能保證在輕載時(shí)也同樣保持最佳狀態(tài)。傳統的模擬方案為改善輕載效率，往往需要大規模改變或增加控制電路，增加了控制的復雜性，降低了電源的可靠性。而ADP1043所提供的數字控制技術(shù)，無(wú)需增加新的控制電路就能輕易的切換控制策略，這對于模擬電路來(lái)說(shuō)幾乎是不可能的。
跳周期控制技術(shù)一般來(lái)說(shuō)，開(kāi)關(guān)電源在重載時(shí)，其損耗主要是功率開(kāi)關(guān)管的導通損耗。而在輕載時(shí)，開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)損耗和磁損占主導地位。因此，降低開(kāi)關(guān)管在輕載時(shí)的開(kāi)關(guān)頻率就能明顯降低損耗，提高電源輕載時(shí)的效率。跳周期控制技術(shù)就是一種有效的方法。通常當電源從滿(mǎn)載一直減小時(shí)，其工作模式會(huì )從連續電流模式（CCM）進(jìn)入到非連續電流模式（DCM），這時(shí)為了維持輸出電壓的調節，開(kāi)關(guān)管的導通時(shí)間將會(huì )減小。如果一直繼續減小負載，開(kāi)關(guān)管的導通時(shí)間就會(huì )到達最小導通時(shí)間。在達到最小導通時(shí)間后，如果仍繼續減小負載，調節器必須屏蔽掉一些開(kāi)關(guān)脈沖，以維持輸出電壓的調節。
這時(shí)一個(gè)脈沖將對輸出電容充電維持足夠的輸出能量，而在接下來(lái)的幾個(gè)脈沖被調節器屏蔽，不驅動(dòng)開(kāi)關(guān)管，當輸出電壓降到調節器的閾值電壓以下時(shí)，一個(gè)新的脈沖開(kāi)始。這樣，在維持輸出穩定的前提下減少了開(kāi)關(guān)次數，降低了開(kāi)關(guān)損耗，從而極大的提高輕載的效率。通過(guò)ADP1043的GUI可以設置開(kāi)關(guān)管的最大和最小的導通時(shí)間和是否啟用跳周期控制技術(shù)，如圖5所示。當所需的導通時(shí)間小于設置的最小導通時(shí)間，并且啟用了跳周期控制技術(shù)時(shí)，電源進(jìn)入跳周期的工作模式。
圖5跳周期控制GUI設置界面關(guān)閉同步整流當電源采用同步整流時(shí)，由于MOSFET的雙向導通的特性，使得此時(shí)的電感電流能夠反向，產(chǎn)生環(huán)流。環(huán)流的大小和輸出濾波電感有關(guān)，輸出濾波電感越小，環(huán)流就會(huì )越大，相應的損耗也會(huì )越大。由于同步整流管不能從連續電流模式（CCM）自動(dòng)切換到非連續電流模式（DCM），因此要在電感電流反向前關(guān)閉同步整流，使電源進(jìn)入非連續電流模式（DCM），避免環(huán)流的產(chǎn)生，大大提高電源輕載時(shí)的效率。
通過(guò)ADP1043的GUI可以設置關(guān)閉同步整流時(shí)的電流閾值。當輸出電流值低于該閾值時(shí)，關(guān)閉同步整流。如圖6所示為采用ADP1043設計的全橋拓撲的模塊電源在不關(guān)閉和關(guān)閉同步整流在輕載條件下的損耗的情況?？梢钥吹?，當關(guān)閉同步整流后，大大減少了電源的輕載損耗。
通過(guò)ADP1043的GUI可以設置關(guān)閉同步整流時(shí)的電流閾值。當輸出電流值低于該閾值時(shí)，關(guān)閉同步整流。如圖6所示為采用ADP1043設計的全橋拓撲的模塊電源在不關(guān)閉和關(guān)閉同步整流在輕載條件下的損耗的情況?？梢钥吹?，當關(guān)閉同步整流后，大大減少了電源的輕載損耗。
圖6兩種模式下的輕載損耗比較
切相技術(shù)隨著(zhù)對功率要求越來(lái)越大，以及對負載瞬態(tài)響應的要求越來(lái)越嚴格，用兩個(gè)或更多個(gè)功率單元進(jìn)行交錯處理的多相技術(shù)越來(lái)越普遍。多相電路相對于單相電路具備明顯的優(yōu)勢。這些優(yōu)勢包括輸入紋波電流很低，輸入電容數量較少；由于輸出紋波頻率的等效倍增，使輸出紋波電壓也降低了；而且由于損耗分布在更多元件中，消除了熱點(diǎn)，降低了元件的溫度；在重載時(shí)，開(kāi)關(guān)管的導通損耗占主導，通過(guò)多相并聯(lián)可以很好的降低導通損耗，提高電源在重載時(shí)的效率。
但是，隨著(zhù)負載的減少，電路進(jìn)入輕載狀態(tài)，開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)損耗逐漸占主導，此時(shí)，輸出由一相供電就已經(jīng)足夠，多相的并聯(lián)反而使開(kāi)關(guān)損耗成倍增加。因而，在輕載時(shí)，僅留一相工作，關(guān)閉多相模式，可以明顯改善電路在輕載時(shí)的效率。如圖7所示，為采用ADP1043所設計的交錯式雙管正激電路。當輸出電流值低于通過(guò)GUI所設置的閾值時(shí)，ADP1043便會(huì )關(guān)閉QA2、QB2的驅動(dòng)信號，以減少損耗。圖8所示為采用切相技術(shù)的電源的效率曲線(xiàn)，可以發(fā)現當輸出電流低于10A時(shí)，電源工作在單相模式下，效率有了明顯的提高。
但是，隨著(zhù)負載的減少，電路進(jìn)入輕載狀態(tài)，開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)損耗逐漸占主導，此時(shí)，輸出由一相供電就已經(jīng)足夠，多相的并聯(lián)反而使開(kāi)關(guān)損耗成倍增加。因而，在輕載時(shí)，僅留一相工作，關(guān)閉多相模式，可以明顯改善電路在輕載時(shí)的效率。如圖7所示，為采用ADP1043所設計的交錯式雙管正激電路。當輸出電流值低于通過(guò)GUI所設置的閾值時(shí)，ADP1043便會(huì )關(guān)閉QA2、QB2的驅動(dòng)信號，以減少損耗。圖8所示為采用切相技術(shù)的電源的效率曲線(xiàn)，可以發(fā)現當輸出電流低于10A時(shí)，電源工作在單相模式下，效率有了明顯的提高。
圖7交錯式雙管正激電路
圖8采用切相技術(shù)的效率曲線(xiàn)
結語(yǔ)ADP1043所提供的數字電源技術(shù)可以有效提高電源無(wú)論是在重載還是在輕載時(shí)的效率，實(shí)現了高效率電源。
