固定頻率升壓轉換器非常適合于以恒流模式驅動(dòng)LED串。這種轉換器采用不連續導電模式(DCM)工作，能夠有效地用于快速調光操作，提供比采用連續導電模式(CCM)工作的競爭器件更優(yōu)異的瞬態(tài)響應。當LED導通時(shí)，DCM工作能夠提供快速的瞬態(tài)性能，為輸出電容重新充電，因而將LED的模擬調光降至最低。為了恰當地穩定DCM升壓轉換器，存在著(zhù)小信號模型。然而，驅動(dòng)LED的升壓轉換器的交流分析，跟使用標準電阻型負載的升壓轉換器的交流分析不同。由于串聯(lián)二極管要求直流和交流負載條件，在推導最終的傳遞函數時(shí)必須非常審慎。

 

　　圖1顯示了驅動(dòng)LED串的恒定頻率峰值電流工作模式升壓轉換器的簡(jiǎn)化電路圖。輸出電流被感測電阻Rsense持續監測。相應的輸出電壓施加在控制電路上，持續調節電源開(kāi)關(guān)的導通時(shí)間，以提供恒定的LED電流Iout.這就是受控的輸出變量。

 

　　圖1：LED串以發(fā)光的升壓轉換器

 

　　發(fā)光時(shí)， LED串會(huì )在LED連接的兩端產(chǎn)生電壓。這電壓取決于跟各個(gè)LED技術(shù)相關(guān)的閾值電壓VT0及其動(dòng)態(tài)阻抗rd.因此，LED串兩端的總壓降就是各LED閾值電壓之和VZ，而而動(dòng)態(tài)阻抗rLEDs表示的是LED串聯(lián)動(dòng)態(tài)阻抗之和。圖2顯示的是采用的等效電路。您可以自己來(lái)對LED串壓降及其總動(dòng)態(tài)阻抗進(jìn)行特征描述。為了測量起見(jiàn)，將LED串電流偏置至其額定電流IF1.一旦LED達到熱穩定，就測量LED串兩端的總壓降Vf1.將電流改變?yōu)樯缘椭礗F2并測量新的壓降VF2.根據這些值，您可計算出總動(dòng)態(tài)阻抗，即：

 

　　
“齊納”電壓約等于LED串電壓VF1減去rLEDs與測量點(diǎn)電流之積：

 

 

 

　　圖2：LED采用串聯(lián)連接

 

　[page]
需對它們的閾值電壓進(jìn)行累加；而總動(dòng)態(tài)阻抗是串聯(lián)連接的各個(gè)LED動(dòng)態(tài)阻抗之和?；仡^再看圖1，LED串與感測電阻Rsense串聯(lián)?？偨涣?ac)阻抗因此就是兩者之和：

 

 

　　圖3是大幅簡(jiǎn)化的等效直流(dc)電路圖。直流輸出電壓Vout等于輸出電流Iout與電阻Rac之積再加齊納電壓，在交流條件下，由于齊納電壓恒定，故上述等式可簡(jiǎn)化為：

 

 

 

　　2 簡(jiǎn)化模型

 

　　電流源實(shí)際上指的是從輸入電源獲得并無(wú)損耗地傳輸到輸出的電流。電流源可以被控制電壓Vc向上或向下調節，而Vc逐周期設定電感峰值電流?？刂破魍ㄟ^(guò)升壓轉換器開(kāi)關(guān)電流感測電阻Ri來(lái)觀(guān)測電感峰值電流，并以此工作。當Ri兩端電壓與控制電壓匹配時(shí)，電源開(kāi)關(guān)就被指示關(guān)閉。如果我們現在來(lái)考慮交流電路圖，就要考慮電容及其寄生元件，如圖4所示。

 

 

　　[page]
      在存在補償斜坡的情況下，控制電壓不再是固定的直流電壓，而是斜率會(huì )影響最終峰值電流設定點(diǎn)的斜坡電壓。圖5顯示了最終波形。到達峰值電流值的時(shí)間比不存在斜坡的情況下更快，就好像我們會(huì )人為增加電流控制感測電阻Ri一樣。它有降低電流控制環(huán)路增益及降低連續導電模式(CCM)下兩個(gè)極點(diǎn)的作用。當轉換器過(guò)渡到DCM時(shí)，仍然存在斜坡，必須予以顧及。

 

 

　　3 完整交流模型

 

　　既然我們已經(jīng)推導出所有系數，我們就可以更新原先圖4中中所示的模型。更新的電路圖如圖6示。R1對應于等式(20)中的系數，并可推導出與輸出電壓調制直接成正比的電流。

 　
       圖6：交流模型圖

　

 

　　4 應用脈寬調制(PWM)進(jìn)行調光控制

 

　　我們將使用下面的值來(lái)檢驗我們的計算。這是一款DCM升壓轉換器，為22V壓降的LED串提供恒定功率

 

 [page]

　　第2部分：LED調光控制系統的實(shí)際應用方案與驗證

 

　　1 LED調光控制系統電路圖

 

　　高亮度白光LED的模擬調光會(huì )產(chǎn)生色偏。PWM數字調光控制是預防色偏的首選調光方法，因為發(fā)光強度將是平均流明強度。PWM導通周期期間的LED電流幅值與調光比為獨立互不影響。

 

　　圖12代表的是汽車(chē)應用LED調光控制系統，其在關(guān)閉模式下靜態(tài)電流消耗低于10 A.它采用安森美半導體的NCV887300 1 MHz非同步升壓控制器，此器件以恒定頻率不連續峰值電流模式工作。負載包含一串共10顆的串聯(lián)Nichia NSSW157-AT[2]白光高亮度LED.相應的電路板如圖13所示。

 

 
 

 

　　[page]
       2 LED交流動(dòng)態(tài)阻抗特性鑒定

 

　　根據制造商數據表中在特定工作條件下測得的特征曲線(xiàn)，可以近似得出LED動(dòng)態(tài)阻抗。系統具體熱工作條件可能大不相同。第1部分的文章中介紹了系統LED動(dòng)態(tài)阻抗的系統級方法，這方法對器件進(jìn)行了系統級熱條件下的特性鑒定。就第2部分的文章而言，我們使用頻率響應分析儀，在100% PWM占空比的熱穩定工作條件下，測量電路內的電流感測電阻、PWM FET阻抗及累積串聯(lián)動(dòng)態(tài)阻抗見(jiàn)下圖14。

 

　　3 系統性能測試

 

　　圖12中所示的LED調光電路的1000：1 200 Hz PWM調光工作波形如圖15所示。VC波形上有少許補償電容電壓放電，這是Q9雙向開(kāi)關(guān)響應時(shí)間與透過(guò)D19的PWM鉗位激活之間的競爭條件產(chǎn)生的結果。電阻R29被引入，與鉗位二極管D19串聯(lián)連接，以限制補償網(wǎng)絡(luò )電荷耗盡。VFB波形維持想要的數字波形及幅值(無(wú)模擬調光)。

 

　　PWM信號指令轉為低態(tài)后出現額外短路持續時(shí)間GDRV波形(第6個(gè)脈沖)，這是NCV887300內部邏輯傳播延遲響應時(shí)間的結果。此額外脈沖的能量有利于幫助維持輸出升壓電容中的電荷，因為它補償了深度PWM調光工作模式期間的某些寄生漏電流能量損耗。
 

 

 

　　本方案分兩部分進(jìn)行，第1部分介紹的驅動(dòng)LED串的DCM升壓轉換器的理論小信號響應等式；在第2部分中有效地應用于分析LED PWM調光電路。方案中探討了200 Hz 1000：1深度調光能力的實(shí)際層面問(wèn)題。最后運用仿真和測量結果，與忽略相位誤差的情況進(jìn)行比較得到1000：1 200 Hz PWM工作波形顯示出了極佳的工作性能。從而也證實(shí)了本方案的實(shí)用性。