【導讀】LLC轉換器憑借簡(jiǎn)單、高效的優(yōu)點(diǎn)而成為廣泛用于PC、服務(wù)器和電視電源的拓撲結構。其諧振操作可實(shí)現全負載范圍的軟開(kāi)關(guān)，從而成為高頻和高功率密度設計的理想選擇。此外，LLC轉換器采用電容濾波器，無(wú)需輸出濾波電感。有了電容濾波器，LLC轉換器還可以使用額定電壓較低的整流器，從而降低系統成本。此外，次級側整流器可實(shí)現零電流轉換，大大減少了反向恢復損耗。利用LLC拓撲結構的各項優(yōu)勢，可進(jìn)一步提高效率，降低輸出整流器的損耗。
用于LLC諧振轉換器的同步整流器
使用二極管整流器時(shí)，如圖1所示，全部輸出電流流過(guò)輸出二極管。對于低電壓或高輸出電流應用，這些二極管整流器中存在顯著(zhù)的效率損失和熱應力。
圖1.帶二極管整流器的LLC轉換器
如果二極管用固定的正向電壓降VF建模，則可以基于等式1估計每個(gè)整流二極管的損耗。，采取這樣的方式計算，對于具有0.5V正向壓降的12V，10A輸出設計來(lái)說(shuō)，每個(gè)二極管產(chǎn)生2.5W的損耗，這意味著(zhù)總效率損失約為4%。
使用如圖2所示的同步整流器（SR），MOSFET上的電壓降可能遠低于典型的二極管正向電壓。
對于相同的設計，如果用MOSFET替換整流二極管，并通過(guò)適當的控制，可以使用公式2計算傳導損耗，次級側電流形狀與圖3所示的正弦曲線(xiàn)類(lèi)似。使用4 mΩ RDSon，每個(gè)整流器損耗可降至0.247 W，相當于總效率損失0.4%。
圖2.帶同步整流器的LLC轉換器
圖3.LLC次級側電流
LLC同步整流器控制的設計挑戰
可以通過(guò)監測其漏極-源極電壓（VDS）來(lái)控制同步整流器。在同步整流器導通之前，電流流過(guò)其體二極管。體二極管正向電壓降可用于觸發(fā)同步整流器導通。在同步整流器導通后，其導通電阻變?yōu)殡娏鳈z測電阻，VDS可用于在電流反轉之前檢測電流以關(guān)斷同步整流器。盡管控制方法非常簡(jiǎn)單，但LLC諧振轉換器同步整流器控制仍存在一些設計挑戰。
同步整流器關(guān)斷時(shí)間：LLC同步整流器控制的最大挑戰是在正確的時(shí)間關(guān)斷同步整流器。與反激式轉換器不同，LLC同步整流器通常承載更高的電流并具有更高的di/dt。如圖4所示，檢測電壓VSENSE用于同步整流器控制。
它包括RDSon壓降（VSR）和由di/dt引起的封裝電感（LD，LS）上的偏移電壓。對于高di/dt和封裝電感，該偏移電壓可能很大并且同步整流器經(jīng)常過(guò)早關(guān)斷，這導致較長(cháng)的體二極管導通時(shí)間和較大的傳導損耗。
圖4.同步整流器控制器檢測到的電壓
突發(fā)模式運行：與LLC轉換器中使用的同步整流器相關(guān)的另一個(gè)挑戰是突發(fā)模式運行。在突發(fā)模式期間，兩個(gè)初級側開(kāi)關(guān)都將關(guān)斷。開(kāi)關(guān)節點(diǎn)電容器與LLC變壓器磁化電感器諧振。這種低頻寄生振蕩有潛在的可能使同步整流器錯誤地導通并使輸出將能量傳遞到初級側，這將導致更多的傳導損耗。
低待機功率：即使同步整流器節省了傳導損耗，由于控制電路和柵極驅動(dòng)器損耗，它們也會(huì )給系統增加額外的損耗。由于節省了大量傳導損耗，因此在較重負載下這種額外損耗微不足道。但是，在空載條件下，將SR控制器置于待機模式并使用SR體二極管進(jìn)行整流，可以高效地禁用SR控制器。
可靠性問(wèn)題：由于電容濾波器的存在，如果兩個(gè)同步整流器同時(shí)導通，則輸出將通過(guò)變壓器短路，并且預計會(huì )發(fā)生災難性故障。防止兩個(gè)同步整流器同時(shí)導通至關(guān)重要，甚至應該考慮到由電路噪聲引起的錯誤觸發(fā)。
用于LLC轉換器的UCC24624同步整流器控制器
為了實(shí)現更好的LLC諧振轉換器效率，可引入UCC24624雙同步整流器控制器與LLC控制器（如UCC25360系列）一起使用。
UCC24624實(shí)現了同步整流器控制的VDS檢測，以及針對LLC同步整流器控制挑戰的各種功能，使其成為實(shí)現高效LLC設計的理想解決方案。
為解決同步整流器提前關(guān)斷的挑戰，UCC24624實(shí)現了比例柵極驅動(dòng)，以及可調節的+ 10.5 mV關(guān)斷閾值。比例柵極驅動(dòng)在電流下降沿降低同步整流器柵極電壓。降低的柵極驅動(dòng)電壓會(huì )增加同步整流器MOSFET RDSon，從而導致同步整流器上的壓降更高。這種增加的壓降超過(guò)了封裝電感引起的偏移電壓。加上正關(guān)斷閾值，UCC24624可將體二極管導通時(shí)間降至最低。為了使具有更高寄生電感的封裝（例如TO-220）更好地工作，通過(guò)使用從VSS引腳到同步整流器MOSFET源極引腳的外部偏移電阻，UCC24624可讓設計人員進(jìn)一步提高其關(guān)斷閾值。這使得控制器更少受到MOSFET封裝的影響。
圖5.用于LLC轉換器的UCC24624雙同步整流器控制器
為了改善突發(fā)模式運行，除了傳統的停機消隱的方式外，UCC24624還采用自適應導通延遲時(shí)間。在正常運行期間，導通延遲保持很短，從而縮短體二極管導通時(shí)間并提高效率。在突發(fā)模式運行期間，同步整流器運行從互補方式變?yōu)闊o(wú)轉換方式。UCC24624可通過(guò)這一指示檢測LLC是否已進(jìn)入突發(fā)模式運行。這可增加導通延遲時(shí)間，有助于抑制寄生振蕩。在輕負載條件下，為提供額外的噪聲抑制，導通延遲也會(huì )增加。自適應導通延遲時(shí)間的這一性能，有助于在不犧牲效率性能的情況下抑制噪聲。
UCC24624還具有內置的自動(dòng)待機模式檢測電路，而無(wú)需使用外部元件。對于空載時(shí)的LLC轉換器，轉換器以突發(fā)模式運行以調節輸出電壓。每個(gè)開(kāi)關(guān)周期中的LLC同步整流器導通時(shí)間仍然很長(cháng)，而轉換器的平均開(kāi)關(guān)頻率非常低。UCC24624根據轉換器平均開(kāi)關(guān)頻率檢測輕載條件。它可使控制器在空載時(shí)進(jìn)入待機模式，有助于實(shí)現低待機功耗。
為了提高可靠性并防止兩個(gè)同步整流器同時(shí)導通，將互鎖邏輯應用于同步整流器控制的兩個(gè)通道。在一個(gè)通道處于同步整流器導通時(shí)間期間，同時(shí)禁止另一個(gè)通道同步整流器導通。即使在系統噪聲的干擾下，互鎖邏輯仍可提高運行的可靠性。
總結
憑借所有內置智能以及TI UCC25630系列LLC控制器，UCC24624為L(cháng)LC轉換器設計中的同步整流器控制提供了高效、經(jīng)濟的解決方案。
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