【導讀】在電磁流量計和生物電測量等應用中，小差分信號與大得多的差分偏移串聯(lián)。這些偏移通常會(huì )限制電路在前端設計中可以獲得的增益，進(jìn)而影響整體動(dòng)態(tài)范圍。當使用較低電源電壓時(shí)，例如在電池供電的信號鏈中，增益限制更具挑戰性。解決這個(gè)大差分偏移問(wèn)題的一種方案是使用交流耦合測量信號鏈。典型的交流耦合信號鏈包括一個(gè)低增益儀表放大器，其后是一個(gè)高通濾波器和額外的增益級(請參閱 "放大具有大直流偏移的交流信號以支持低功耗設計")。

問(wèn)題:

如何支持存在大差分偏移電壓的應用而不需要增加增益級？

答案:

這可以通過(guò)在一級中利用微功耗軌到軌間接電流模式儀表放大器設計一個(gè)交流耦合和增益解決方案來(lái)實(shí)現。本文將概述這種設計的優(yōu)勢，并提供分步設計指南。

簡(jiǎn)介

在電磁流量計和生物電測量等應用中，小差分信號與大得多的差分偏移串聯(lián)。這些偏移通常會(huì )限制電路在前端設計中可以獲得的增益，進(jìn)而影響整體動(dòng)態(tài)范圍。當使用較低電源電壓時(shí)，例如在電池供電的信號鏈中，增益限制更具挑戰性。解決這個(gè)大差分偏移問(wèn)題的一種方案是使用交流耦合測量信號鏈。典型的交流耦合信號鏈包括一個(gè)低增益儀表放大器，其后是一個(gè)高通濾波器和額外的增益級(請參閱 "放大具有大直流偏移的交流信號以支持低功耗設計")。在大多數應用中，最好在第一級獲得盡可能多的增益，因為這有助于改善信號鏈中其他增益級的折合到輸入端(RTI)噪聲。本文將介紹間接電流模式儀表放大器架構的設計和實(shí)施，從而在一級中實(shí)現高增益和交流耦合。該設計采用微功耗、零漂移儀表放大器AD8237, 其具有寬共 模和差分輸入范圍。間接電流模式架構的其他例子有AD8420。 這種間接電流反饋的主要好處包括：

●   低功耗架構

●   沒(méi)有像其他典型架構（例如由兩個(gè)或三個(gè)運放構成的儀表放大器）那樣的鉆石圖限制

●   利用外部電阻匹配可以實(shí)現良好的增益漂移性能

●   不依賴(lài)電阻匹配便可實(shí)現高CMRR

●   高阻抗基準引腳

圖1所示電路提供了整體原理圖，其中選擇了間接電流模式儀表放大器AD8237。但是，為了在一級中實(shí)現高增益和交流耦合，必須在A(yíng)D8237的反饋環(huán)路中實(shí)現一個(gè)積分器電路。與由兩個(gè)或三個(gè) 運放構成的儀表放大器解決方案（其在應用增益后消除偏移）相比，該解決方案可提供更大的增益。對于所提出的架構，偏移校正發(fā)生在增益階段之前，因此儀表放大器可以具有較大增益。這兩種架構將在附錄中介紹。ADA4505運算放大器在反饋環(huán)路中用作積分器電路。AD8237的輸出由積分器輸入檢測，并驅動(dòng)AD8237的基準引腳，迫使AD8237的輸出為VMID，后者是在A(yíng)DA4505的正輸入端設置。即使積分器電路提供低通濾波器功能，在這種情況下，由于其用在反饋環(huán)路中，整體電路也會(huì )具有高通濾波器轉換函數。由于這種行為，它不僅最終會(huì )在應用增益之前阻隔任何直流偏移，從而提供比其他解決方案更大的增益，而且它對低電源電壓和大偏移更有幫助，因為剩下的工作裕量很 有限。積分器電路還通過(guò)基準引腳迫使AD8237的輸出為選定的電壓。實(shí)際上，積分器迫使基準引腳相對于A(yíng)D8237的FB引腳的電壓等于輸入的差分電壓，但方向相反。

設計規格示例

低功耗應用通常使用單電源，電源電壓通常在1.8 V和3.6 V之間。圖1所示電路的設計選擇取決于輸入信號和偏移的幅度范圍及頻率。表1列出了圖1所示電路的示例設計規格。

該電路的設計選擇是在A(yíng)D8237使用低帶寬模式的情況下做出的，以便提高增益靈活性和穩定性。

圖1. 采用間接電流模式架構的交流耦合信號調理電路

表1. 圖1所示電路的關(guān)鍵設計規格

設計描述

圖1所示電路由微功耗、軌到軌儀表放大器AD8237和零輸入交越 失真運算放大器ADA4505組成。這兩個(gè)器件均可由最低3.3 V電源V_DD供電。

此電路可以輸出一個(gè)電壓V_OUT, 該電壓表示輸入端的交流信號 V_SIGNAL在去除直流偏移電壓V_OFFSET并經(jīng)放大后的信號。此電路生成的V_MID 電壓用于將ADA4505的正輸入和AD8237增益級輸出共模設置為中間電源電壓。V_MID 由分壓器（R1、R2）生成，并由另一個(gè)ADA4505緩沖。AD8237采用超小型封裝(MSOP)，ADA4505采用緊湊型晶圓級芯片規模封裝(WLCSP)。

設計注意事項

1. ADA4505-2 (1/2)的正輸入 V_MID將設置V_REF （AD8237的基準引腳）的值，從而設置輸出V_OUT鑒于共模輸入電壓與輸出范圍的關(guān)系或鉆石圖，為確保兩個(gè)供電軌之間的輸出擺幅最大，大多數儀表放大器的最優(yōu)值為中間電源電壓(+V_DD/2)。設計仿真部分將介紹一種對此有幫助的 鉆石圖工具。

2. 考慮電路的總電源電流時(shí)，電阻值R1和R2的選擇也很重要。電阻選擇是噪聲與功耗的權衡結果。對于此電路，最好選擇較大的電阻值以最大程度地減少額外的電源電流。針對該電阻分壓器，增加的額外電源電流將是：

●   對于電阻分壓器（R1、R2），可以增加一個(gè)電容C1以對噪聲進(jìn)行限帶，并減少對V_DD的50 Hz/60 Hz或其他干擾。電容越大，噪聲濾波越好；但是，上電時(shí)V_MID需要更長(cháng)的時(shí)間才能穩定下來(lái)。建立到1%以?xún)人璧臅r(shí)間估計為：

3.選擇無(wú)源元件值（電阻和電容）時(shí)，應考慮容差。對于電阻分壓器（R1、R2），目標 V_MID 值可能會(huì )移動(dòng)，這會(huì )影響AD8237和ADA4505的輸出擺幅范圍V_OUT。

從圖1所示電路可知，轉換函數將有兩個(gè)截止頻率，它們是來(lái)自反饋中ADA4505積分器電路的高通濾波器的結果和AD8237帶寬引起的低通濾波器響應。這可能會(huì )引入一些增益誤差，該誤差與積分器(ADA4505)的截止頻率和AD8237帶寬相關(guān)。因此，高通截止頻率和低通截止頻率須有一定的范圍。取決于截止頻率彼此接近的程度，增益誤差百分比可能會(huì )改變。

4.如果應用需要使用高阻抗傳感器，可以在A(yíng)D8237輸入端之前使用諸如ADA4505之類(lèi)的緩沖器，以提供更高輸入阻抗和更低輸入偏置電流，因為緩沖器會(huì )將高阻抗輸入轉換為低阻抗輸出。在整個(gè)溫度范圍內，AD8237的輸入偏置電流最大值為1 nA。

設計步驟

1.用于設置VMID的分壓器：

根據"設計注意事項"的第2點(diǎn)，對于圖1中的電路，外圍元件的值設置為R1 = R2 = 1 MΩ，以使電源電流的貢獻保持在1 μA左右。

ADA4505之前的電阻分壓器的輸出：

假設R1和R2的容差為5%，并考慮到ADA4505偏移：

為了消除電阻的交流電源干擾和噪聲，設置C1使得截止頻率至少小于V_SIGNAL 最低頻率20 Hz。請注意，如果需要對噪聲進(jìn)一步限帶，電容值可以更大。

在這種情況下，C1設置為22 nF，其提供的頻率為：

2.儀表放大器(AD8237)增益值V_SIGNAL:

考慮電磁流量傳感器輸出的范圍通常是從±75 μV到±6 mV的峰峰值信號幅度。對于圖1所示電路，幅度峰峰值信號幅度范圍將設置為V_SIGNAL = 6 mV 峰值，頻率為30 Hz。

然后，考慮AD8237輸出擺幅范圍對供電軌的限制。這些值可以在數據手冊的"輸出擺幅"部分中找到。保守起見(jiàn)，我們使用+25°C時(shí)RL = 10 kΩ擺幅情況：

對于3.3 V電源：

由于輸出是全差分式，因此最差情況下輸出相對于 V_MID的擺幅將是：

對于正輸入信號(V_MIDMAX = 1.732 V):

對于負輸入信號(VMIDMAX = 1.568 V):

現在為了設置增益，計算總預期差分輸入信號，并使用正負擺幅范圍的下限來(lái)設置最大擺幅范圍：

考慮到輸出電壓范圍限制，AD8237增益應小于253。為了留一些裕量以應對直流誤差和其他因素，圖1所示電路的增益值應小于最大值。增益和建立時(shí)間之間也需要權衡：增益越高，濾波器的時(shí)間常數越慢。鑒于以上考量，AD8237增益設置為101。

請注意設計注意事項第1步對擺幅值最大化的好處。

從數據手冊可知，增益的相關(guān)公式為：

AD8237數據手冊提供了不同增益選擇的建議電阻值。對于選定的增益101，這些電阻的值應為：R_F1 = 1 k?，R_G1 = 100 k?.

3.儀表放大器(AD8237)帶寬：

從數據手冊得知，截止頻率值為

如果設計規格需要對最大信號頻率進(jìn)行某種最低衰減，則對于給定濾波器截止頻率，這很容易檢查。

4.設置高通濾波器截止頻率：

正如"設計注意事項"部分所述，積分器設置的高通濾波器截止頻率可能過(guò)于接近AD8237帶寬設置的低通濾波器截止頻率。這會(huì )給之前確定的增益帶來(lái)一些增益錯誤。

假設R3和C3的容差為±5%，最快時(shí)間常數應小于V_SIGNAL最低頻率：

電阻R3將具有1 MΩ的恒定值，以使通過(guò)該電阻進(jìn)入運算放大器的電流最小。

選取最接近的標準電容值，截止頻率大致為20 Hz，設置C3 =1.5 μF，故更新后的截止頻率為

如果設計規格需要對最小信號頻率進(jìn)行某種最低衰減，則對于給定濾波器截止頻率，這很容易檢查。請參見(jiàn)此電路的示例：

5.偏移電壓：

兩個(gè)信號V_OFFSET和 V_CM都有限制。

正如預期的那樣，直流偏移可能比我們在大多數應用中通常發(fā)現的要大。在這種情況下，電壓值必須為V_OFFSET ≤ ± V_MID。如果直流偏移大于此限值，則V_REF電壓值將超出ADA4505的電源電壓范圍。與基準引腳相關(guān)的公式為：VREF = V_MID – V_OFFSET。V_OFFSET 將設置為1 V。

至于共模電壓，它與V_OFFSET值直接相關(guān)，因為 V_CM 必須在范圍內：

如果未驗證這些限制，則AD8237的輸入值在電源電壓范圍以上或以下。V_CM將設置為1.65 V。

設計仿真

為了檢查儀表放大器的共模輸入范圍與輸出電壓的關(guān)系或鉆石圖，您需要提供電源電壓+V_DD,基準電壓、增益、共模擺幅和差分輸入擺幅。ADI公司的儀表放大器鉆石圖工具可幫助了解輸入 擺幅是否在器件的工作范圍以?xún)?。請注意，該工具使用的輸出擺幅使用最差情況的負載條件（最小阻性負載）。因此，如果按照該工具的限值進(jìn)行設計，則對于較大阻性負載，系統將會(huì )有更多裕量。查看圖2中的結果，紫色輪廓是在給定電源電壓、輸出擺幅、輸入共模范圍和器件基準電壓下AD8237的可用范圍。紅色輪廓顯示了對于給定的共模和差分輸入模式擺幅，您使用了多少可用范圍。目標是讓紅色輪廓保持在紫色輪廓以?xún)?。如果某些條件違反了此要求，工具將顯示錯誤并提供建議。務(wù) 必注意，在此工具中，無(wú)法在反饋環(huán)路中實(shí)現積分器電路。但有一個(gè)變通辦法，那就是配置鉆石圖輸入信號，就好像添加了電路的VOFFSET和VCM 電壓（在圖1中）一樣。這樣就可以使用間隔（0.65 V至2.65 V），因為直流偏移被消除且未放大。它還表明，共模電壓可以更高，因為輸出擺幅仍有一些裕量。為了進(jìn)一步了解儀表放大器內部發(fā)生的事情，Internal Circuitry（內部電路） 選項卡會(huì )顯示內部節點(diǎn)的電壓。

圖2. AD8237鉆石圖工具示例

LTspice? 是一款出色的仿真工具，可以檢查之前進(jìn)行的設計過(guò)程計算，包括其他有意義的規格，例如目標信號帶的噪聲性能。LTspice原理圖如圖3所示。第一個(gè)仿真（圖4和圖5）是瞬態(tài)仿真，直流偏移為1 V，輸入信號為±6 mV (30 Hz)。圖4顯示了電路中不同級的信號。圖5是圖4的放大版本，電路已建立，并且積分器電容充電到最終值。藍色曲線(xiàn)是AD8237的積分器或基準電壓 引腳的輸出。紅色曲線(xiàn)是 V_MID 值（等于V_DD/2 ），綠色曲線(xiàn)是放大 的最終30 Hz輸出信號 V_OUT。

表2顯示了設計目標與瞬態(tài)仿真結果的比較。對于最大和最小V_OUT值，預期值來(lái)自： V_OUT value, the expected values come from: V_OUT = V_MID ± V_SIGNAL × 101；就我們的情況而言，預期值等于2.256 V和1.044 V。V_REF 預期等于 V_MID – V_OFFSET，就我們的情況而言，預期值為0.65 V。 V_MID等于中間電源電壓，就我們的情況而言，它等于1.65 V。

瞬態(tài)分析中獲得的結果和預期結果在電壓輸出方面非常相似。然而，由于積分器電容和所實(shí)現的直流偏移都很大，仿真建立以及輸出達到最終值需要17秒。該建立時(shí)間來(lái)源于以下事實(shí)：仿真始于時(shí)間0 s，電容需要時(shí)間以充電至最終值。

表2. 設計目標與仿真瞬態(tài)分析

圖6中的另一個(gè)仿真顯示了圖3中電路的頻率響應，直流偏移為1 V，輸入信號為±6 mV (30 Hz)。圖6中的光標1和2分別放置在高通和低通濾波器的-3 dB點(diǎn)。表3顯示了設計目標與仿真結果的比較。

表3. 設計目標與仿真交流分析

圖7中的另一個(gè)仿真顯示了圖3中電路的電壓噪聲密度與頻率RTI的關(guān)系。做法是將輸出噪聲除以解決方案的總增益(101)。對于帶通濾波器功能，我們需要選擇積分頻率區間來(lái)計算總噪聲。

對于頻率上限，我們將使用之前確定的傳感器最大頻率值，即220 Hz。對于頻率下限，我們也將使用之前確定的傳感器最小頻率值，即20 Hz。在這種情況下，所產(chǎn)生的噪聲將從20 Hz積分到 220 Hz。

由于帶通濾波器的截止頻率影響，實(shí)測噪聲實(shí)際上會(huì )更高。LTspice仿真結果假設其為磚墻濾波器在20 Hz和220 Hz時(shí)急劇滾降。

LTspice中的命令行設置為：.noise V(V_OUT) V1 dec 100 20 220。然后按住 Ctrl鍵，鼠標左鍵單擊波形名稱(chēng)(V(ONOISE)/101)。使用下式可輕松將有效值噪聲轉換為峰峰值噪聲：

快速檢查AD8237噪聲和ADA4505噪聲可知，AD8237是主要噪聲源。

圖3. LTspice原理圖

圖4. 瞬態(tài)仿真結果

圖5. 瞬態(tài)仿真結果放大圖。

圖6. 交流仿真結果

圖7. 在等效噪聲帶寬上積分的總噪聲結果

測量結果

為了驗證仿真結果，可以進(jìn)行硬件測試，因為AD8237和ADA4505都提供了測試板。每個(gè)元件的焊接可以根據測試板的原理圖完成。同時(shí)使用兩個(gè)測試板時(shí)，可能需要切斷AD8237板上的走線(xiàn)，以將V_MID電壓連接到R_G電阻。

為了確保更好地理解結果，元件值來(lái)自設計步驟部分，與設計仿真相同。為了模擬電磁流量計或生物電測量傳感器，我們使用了不同的測量設備，例如電壓校準器和任意波形發(fā)生器。

對于此測試，輸入信號設置為具有1 V的直流偏移V_OFFSET，共模電壓為1.65 V，輸入信號 V_SIGNAL為±6 mV (30 Hz)

查看圖8所示的結果，輸出電壓V_OUT黃色曲線(xiàn)）的性能相對于預期值有一個(gè)很小的電壓差，但仍與預期保持一致。

表4總結了設計目標與測量結果。

表4. 設計目標與測量結果

設計目標與仿真結果的差異可能有多種原因。

●   所使用的電阻具有5%的容差，這意味著(zhù)V_MID值可能有所偏移。

●   試驗臺設置可能有局限性，導致出現微小偏差，如實(shí)測仿真結果 V_OFFSET和V_SIGNAL所示。

圖8. 示波器屏幕截圖，黃色曲線(xiàn)對應于V_OUT ，藍色曲線(xiàn)對應于 V_REF。

設計器件

表5. 儀表放大器

表6. 運算放大器

結論

當從傳感器（例如現場(chǎng)變送器中的電磁流量計或生物電應用中的電極）采集信號時(shí)，目標信號通常位于大得多的直流偏移之上。為了更容易地從這些傳感器中提取相關(guān)信息，一種解決方案是實(shí)現交流耦合的測量信號鏈，從而在消除直流偏移的同時(shí)放大交流信號。在反饋環(huán)路中集成一個(gè)積分器電路，儀表放大器AD8237提供增益，交流信號得以耦合，所有這些都在一級中實(shí)現。通過(guò)在輸入級消除直流偏移，該電路使得信號增益在測量信號鏈的輸入端即可應用，整體測量解決方案的折合到輸入端噪聲得以最小化。

參考資料

LTspice

LTspice是一款高性能SPICE III仿真軟件、原理圖采集工具和波形查看器，集成增強功能和模型，簡(jiǎn)化了開(kāi)關(guān)穩壓器、線(xiàn)性穩壓器和信號鏈電路的仿真

儀表放大器鉆石圖工具

鉆石圖工具是一款Web應用程序，可生成特定配置的輸出電壓范圍與輸入共模電壓關(guān)系圖，也被稱(chēng)為鉆石圖，適用ADI儀表放大器。

附錄

圖9和圖10顯示了間接電流模式儀表放大器和三運放儀表放大器。與由兩個(gè)或三個(gè)運放構成的儀表放大器解決方案（其在應用增益后消除偏移）相比，間接電流模式儀表放大器可提供更大的增益。對于所提出的架構，偏移校正發(fā)生在增益階段之前，因此儀表放大器可以具有較大增益。下面是對這兩個(gè)架構的說(shuō)明。

圖9中的間接電流模式儀表放大器基于一級配置。輸入電壓應用于第一個(gè)G_M1 單元，而G_M2 單元在反饋環(huán)路中。內部積分器放大器A迫使 V_IN1的副本出現在V_IN2上。積分器用于驅動(dòng)增益之前的基準引腳。增益由外部電阻R_FB和R_G設置，等于：

圖10中的三運放架構基于兩級配置。前兩個(gè)運算放大器U1和U2、R_GAIN電阻、R2電阻與R1電阻形成同相放大器，被視為輸入級。它提供單位共模增益，而差分增益由電阻 R_GAIN設置，等于：

最后一個(gè)運算放大器U3與R3電阻形成一個(gè)差分放大器，構成儀表放大器的輸出級。它提供單位差模增益和共模抑制。該架構的基準注入點(diǎn)是在應用第一級增益之后的第二級。

圖9. AD8237的間接電流模式儀表放大器架構。

圖10. 三運放儀表放大器。

致謝

主要顧問(wèn)：

David Plourde，科學(xué)儀器(SCI)部IC設計工程師

Aine McCarthy，汽車(chē)部首席系統應用工程師

Tim Green，科學(xué)儀器(SCI)部高級模擬應用工程師

來(lái)源：ADI

作者：Marie-Eve Carre

免責聲明：本文為轉載文章，轉載此文目的在于傳遞更多信息，版權歸原作者所有。本文所用視頻、圖片、文字如涉及作品版權問(wèn)題，請聯(lián)系小編進(jìn)行處理。

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