【導讀】反激式拓撲結構憑借其寬工作范圍內所具有的簡(jiǎn)單性與穩健性，近幾十年來(lái)一直在低功率 AC/DC 應用中占據主導地位。而同步整流器 (SR) 也在最近幾年中取代了反激電源中傳統的肖特基二極管，實(shí)現了效率的明顯提升。

但是，反激式變換器仍需不斷改進(jìn)傳統的反激拓撲，才能應對效率與功率密度需求的不斷提高。截至目前，反激拓撲已出現多個(gè)變體版本，并成功應用于 AC/DC 應用，例如零電壓開(kāi)關(guān) (ZVS) 反激拓撲、有源鉗位反激拓撲 (ACF)，以及即實(shí)現了零電壓開(kāi)關(guān)又降低了開(kāi)關(guān)損耗的混合式反激拓撲。這些新型反激拓撲改善了效率并提高了開(kāi)關(guān)頻率，極大地推進(jìn)了高功率密度的變換器設計。

然而，這些新興反激拓撲具有不同的工作原理，這給同步整流器控制帶來(lái)了新的挑戰。由于需要額外的開(kāi)關(guān)脈沖來(lái)實(shí)現零電壓開(kāi)關(guān)，同步整流器在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內通常會(huì )導通兩次，而第二次導通周期可能會(huì )導致許多現有 SR 控制器發(fā)生嚴重擊穿。本文提出了一種解決方案，可以避免在設計帶同步整流功能的新型反激拓撲器件的過(guò)程中發(fā)生嚴重擊穿的風(fēng)險。

ZVS 反激拓撲變體類(lèi)型

通常，反激式變換器中的零電壓開(kāi)關(guān)是通過(guò)偏置磁化電感為負極性來(lái)實(shí)現的，允許電感電流在原邊開(kāi)關(guān)導通之前將電壓拉低至零。

圖 1 顯示了采用輔助繞組的 ZVS 反激拓撲，這是目前市場(chǎng)上常用的標準 ZVS 反激拓撲。 

圖 1：采用輔助繞組的 ZVS 反激拓撲

圖 2 顯示了 這種 ZVS 反激式控制器的典型工作波形。 

圖 2：ZVS 反激式控制器的典型工作波形

除了原邊 MOSFET (Q_P) 和 SR MOSFET (Q_S) 以外，這種拓撲還需要一個(gè)輔助 MOSFET (Q_A) 來(lái)支持 ZVS 的實(shí)現。在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期的 Q_P 導通之前，Q_A 先導通一小段時(shí)間，通過(guò)變壓器的輔助繞組將磁化電感偏置為負極性。該過(guò)程可以在 Q_P 導通之前將 Q_P 漏源電壓 (V_{DS_QP}) 下拉至 0V，從而實(shí)現零電壓開(kāi)關(guān)。

Q_A 通常與 Q_P 一起放置在原邊接地端，因此二者均由原邊反激控制器控制以實(shí)現精確同步。SR 控制器則放置在副邊接地端，僅根據 Q_S 漏源電壓 (V_{DS_QS}) 的極性確定導通時(shí)間。當 Q_P 關(guān)斷時(shí)，磁化電流被迫流向副邊，而 Q_P 應在 V_{DS_QS} 變?yōu)樨撝禃r(shí)立即導通，以便有效為輸出供電。當 Q_A 導通時(shí)，V_{DS_QS} 也變?yōu)樨撝?，因為變壓器的輔助繞組和副邊繞組具有相同的極性。

因此，在與原邊控制器之間沒(méi)有通信路徑的情況下，SR 控制器很難區分 Q_P 的關(guān)斷與 Q_A 的導通。 對于大多數現有 SR 控制器來(lái)說(shuō)，這很可能導致二次導通事件。因為 Q_A 的導通時(shí)間往往非常短，而 Q_P 會(huì )在 Q_A 之后立即導通；SR 控制器會(huì )在這種極短的導通時(shí)間模式下持續運行且無(wú)法立即關(guān)斷。 在這種情況下，原邊和副邊之間可能會(huì )發(fā)生擊穿，從而導致電源變換器可靠性不高。

圖 3 顯示了非互補工作模式下的 ACF 拓撲結構。與互補模式不同，它采用斷續導通模式 (DCM) 來(lái)提高輕載效率。 

圖 3: ACF 拓撲

圖 4 顯示了 ACF 拓撲的典型工作波形。這種拓撲通過(guò)在導通 Q_P 之前二次導通鉗位 MOSFET (Q_C) 來(lái)實(shí)現零電壓開(kāi)關(guān)。這會(huì )導致第二次 SR 柵極導通，并帶來(lái)?yè)舸┑臐撛陲L(fēng)險。 

圖 4：非互補模式下 ACF 拓撲的典型工作波形

圖 5 顯示了 DCM 模式下的混合反激拓撲?；旌戏醇ね負淅弥C振電容通過(guò)變壓器輸出額外的功率，同時(shí)實(shí)現上管 MOSFET (Q_H) 和下管 MOSFET (Q_L) 的 ZVS。因此，與傳統反激拓撲相比，混合反激拓撲更適合高功率應用。

圖5: 混合反激拓撲

圖 6 顯示了混合反激拓撲的典型工作波形。在 DCM 模式下，Q_H 通過(guò)短時(shí)間導通 Q_L 來(lái)實(shí)現 ZVS。 因此，混合反激拓撲也有可能經(jīng)歷第二次 SR 柵極導通并發(fā)生擊穿。 

圖 6：DCM 模式下混合反激拓撲的典型工作波形

可靠的 ZVS 反激拓撲 SR 控制

如前所述，大多數現有 SR 控制器通過(guò)簡(jiǎn)單比較漏源電壓和特定電壓閾值來(lái)確定導通和關(guān)斷時(shí)序。 這導致同步整流器可能在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期中都導通兩次，與最小導通時(shí)間邏輯是沖突的，并增加了擊穿的風(fēng)險。因此，我們需要一種先進(jìn)的同步整流器控制方案來(lái)區分每個(gè)開(kāi)關(guān)周期中的第一次和第二次的導通事件，并避免在任何工作條件下發(fā)生擊穿。

MP6951 是 MPS 推出的新型 SR 控制器，它采用智能控制方案來(lái)區分導通事件并應對擊穿風(fēng)險。除了監測漏源電壓的極性變化外，MP6951 還可以監測高電平脈沖的幅度和持續時(shí)間。

如圖 7 所示，MP6951 根據漏源上的峰值電壓得到電壓閾值 (V_P)；在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期中，都實(shí)時(shí)比較漏源電壓和 V_P。只有當正脈沖持續時(shí)間大于可配置時(shí)長(cháng) t_W 時(shí)，才會(huì )啟用完全導通邏輯，同步整流器會(huì )在漏源極性翻轉時(shí)立即導通。

圖 7: MP6951 的導通條件

否則，即使漏源極性翻轉，導通邏輯也會(huì )被禁用或延遲。因為如果漏源電壓沒(méi)有超過(guò) V_P，或者正脈沖的持續時(shí)間未超過(guò) t_W，則同步整流器在零電壓開(kāi)關(guān)的第二個(gè)脈沖期間不會(huì )導通。此外，MP6951 可根據輸入和輸出電壓的各種組合對 t_W 邏輯進(jìn)行內部調節。最終實(shí)現同步整流器總在最合適的時(shí)間導通。

圖 8 顯示了采用 ZVS 反激拓撲時(shí) MP6951 的工作波形。通常情況下，SR 柵極會(huì )在原邊 MOSFET 關(guān)斷后立即導通；但當其他開(kāi)關(guān)（包括 Q_A、Q_C 和 Q_L）為零電壓開(kāi)關(guān)導通時(shí)，SR 柵極不會(huì )導通。因此，完全消除了擊穿的風(fēng)險。 

圖 8: MP6951 在 ZVS 反激變換器中的工作波形

結語(yǔ)

為滿(mǎn)足市場(chǎng)更高功率密度和效率的需求，新型反激拓撲變體正經(jīng)歷快速發(fā)展。隨著(zhù)越來(lái)越多的零電壓開(kāi)關(guān)變體用于實(shí)際應用中，SR 控制器也必須與時(shí)俱進(jìn)。作為同步整流器市場(chǎng)的領(lǐng)先企業(yè)，MPS 的 MP6951 提供的 SR 具有非常好的穩健性與可靠性。與現有的 SR 控制器相比，MP6951 可以匹配任何反激拓撲變體，其關(guān)鍵優(yōu)勢就是消除了 ZVS 操作期間的擊穿風(fēng)險。此外，MP6951 控制方案在尖端適配器產(chǎn)品中的有效性，已在理論和生產(chǎn)中得到了充分的驗證。

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