【導讀】當今的模數轉換器 （ADC） 采用了最新的技術(shù)，以高精度及快速的采樣頻率對模擬信號進(jìn)行采集。數據轉換器的復雜性隨著(zhù)采樣頻率及精度的提高而增加。高性能數據轉換器規格的設定必須遵循嚴格的輸入條件，以實(shí)現器件預期性能的最大化。
當今的模數轉換器 （ADC） 采用了最新的技術(shù)，以高精度及快速的采樣頻率對模擬信號進(jìn)行采集。數據轉換器的復雜性隨著(zhù)采樣頻率及精度的提高而增加。高性能數據轉換器規格的設定必須遵循嚴格的輸入條件，以實(shí)現器件預期性能的最大化。一個(gè)頗具挑戰性的輸入條件是：對ADC輸入模擬信號進(jìn)行測量、驅動(dòng)和接口連接。本文將探討一些對于高速 ADC進(jìn)行有效接口連接的技術(shù)，從而使ADC實(shí)現性能最佳化。
就有效輸入驅動(dòng)以維護信號完整性而言，已經(jīng)有許多好的應用注釋以及文章發(fā)表。本文將探討有關(guān)輸入驅動(dòng)的新發(fā)展。
ADC 輸入架構與驅動(dòng)器的選擇
ADC的模擬輸入配置隨著(zhù)采樣精度和最大采樣頻率的變化而有所不同。在輸入階段，影響輸入驅動(dòng)器選擇的特征有：
1. 單端與差分
2. 高阻抗與低阻抗 （100W） （或是有緩沖與無(wú)緩沖）
單端與差分
大部分推動(dòng)采樣精度和采樣頻率達到極限的ADC采用的是差分輸入方式。差分輸入的優(yōu)勢在于降低偶次諧波和 EMI。一些差分輸入ADC具有IRS（輸入范圍選擇） 寄存器，其允許使用者通過(guò)將未使用的輸入連接到共模 （CM）A/D轉換參照的方式，以單端輸入來(lái)使用器件。
有緩沖與無(wú)緩沖
高采樣頻率ADC （》500 MSPS） 經(jīng)常要處理高頻模擬輸入信號。假定使用標準的 PCB板尺寸和軌跡長(cháng)度，如果這個(gè)高頻模擬信號沒(méi)有正常結束，又用處理射頻信號和電路板的方式加以處理，模擬信號就會(huì )衰退。這樣的高頻應用得益于低阻抗 （50W單端或 100W差分） 模擬輸入，因此，大部分 UHF 和 VHF 電路為 50W系統。為了獲得較高的失真性能，通常使用差分輸入。由于嚴格的規范限制，以及受高頻的影響，高采樣率ADC通常不提供允許使用單端輸入的IRS 選項。原因是：采用 IRS 的ADC需要額外的電路才能轉換到滿(mǎn)量程（FSR），而這對于在高頻/高采樣率下的應用卻并不可行。因此，這個(gè)等級的ADC需要高頻、低電阻 （100W差分）的輸入驅動(dòng)。使用低電阻輸入 ADC，模擬輸入在被應用到用于轉換的采樣/保持 （S/H） 電路之前就已緩沖。所以，并不需要采用在非緩沖 ADC中使用的標準去耦電路 （串聯(lián)電阻R，并聯(lián)電容C）。在圖1的圖解中使用了一個(gè)非緩沖輸入的 ADC （ADC10080），這些去耦元件在圖中標識為 R1、R2（18W） 及 C1 （25W）。
從單端到差分的轉換
中點(diǎn)接線(xiàn)變壓器
（Ruthroff 變壓器）
如前所述，驅動(dòng)差分 ADC 的輸入必須為差分形式。將單端輸入轉換為ADC 可用的差分信號需要使用一個(gè)中點(diǎn)接線(xiàn)變壓器，如圖1所示（在“差分輸入”虛線(xiàn)下可看出變壓器如何接到 ADC 輸入）。
差分輸入的共模電壓（CM）應遵循 VCOM 電壓（在 ADC 上的輸出引腳），以便使 ADC 內部的采樣保持電路正常工作。圖1中的電路允許通過(guò)將變壓器的中點(diǎn)接線(xiàn)連接到ADC的 VCOM 輸出來(lái)對輸入 CM 加以設定。
變壓器的較低截止頻率不允許低頻內容被耦合進(jìn)來(lái)。因此，這種形式的耦合只可應用于不需要 DC 以及低頻內容的系統。除此之外，這個(gè)電路也承受了高頻變壓器的泄漏效應，限制了它的上限工作頻率。典型的變壓器有上限及下限工作頻率。較低頻率限制由初級電感決定。對于這個(gè)與 8 位轉換器一起使用的變壓器而言，如果不采用其它的增益校準或調整方法，其工作的頻帶非常窄，受限在 1 MHz ~100MHz，其中，插入損耗變化小于 0.034dB （1 LSB）。
對于最大回波損耗（最小反射），許多較高速度的應用要求對圖1中 J1 （輸入連接器）處的輸入阻抗進(jìn)行控制，并且要與連接到連接器的電纜特征阻抗相匹配。當電纜的長(cháng)度超過(guò)所遇最短波長(cháng)的 1/20時(shí)，這種要求尤為重要。只要變壓器回波損耗在頻率極值時(shí)性能沒(méi)有衰退，就有可能通過(guò)設置一個(gè)通過(guò)輸入的終端電阻 RT 來(lái)達成此目標。這樣，輸入阻抗就會(huì )接近RT，原因在于變壓器回波損耗已增大，足以具有最小負載效應。在較高的頻率下，由于變壓器回波損耗的減少，使用這種類(lèi)型的變壓器配置會(huì )使控制輸入端更加困難。而這正是不平衡變壓器的優(yōu)勢所在。
不平衡變壓器
（Guanella變壓器）
另一個(gè)進(jìn)行單端到差分轉換的方法是使用不平衡變壓器，如圖2所示。
與圖1相比，這種方式具有下述優(yōu)點(diǎn)及缺點(diǎn)：
優(yōu)點(diǎn)：
1. 較高的工作頻率
2. 對于寬帶應用而言，有較高的回波損耗
3. 較佳的增益與相位平衡
缺點(diǎn)：
1. 無(wú)法設定共模電壓
2. 無(wú)法提供電壓增益
與圖1的中點(diǎn)接線(xiàn)變壓器或 Ruthroff 變壓器相比，不平衡配置有著(zhù)更高的工作頻率。然而，采用不平衡配置后，因為無(wú)法設定共模電壓水平，ADC 輸入必須為 AC 耦合電壓。以ADC08D1500為例，它是一個(gè) 8 位、1500MSPS 的轉換器，如果在 AC耦合的模式下工作，就會(huì )通過(guò)內部電阻自動(dòng)將其輸入端偏置到適當的共模電壓值。如果ADC的 VCMO 輸出接地，就會(huì )以 AC 耦合模式運行。
如圖2所示，使用 AC 耦合電容 （4.7nF），輸入耦合電路的-3dB頻率大約為 677 KHz （=1/（2pReqCeq），其中，Req=100W，Ceq=4.7nF/2=2.35nF）。這個(gè) 100W的等效電阻是耦合電容器 （RT2與 ADC 的 100W輸入并聯(lián)，總共 50W） 右邊的差分負載與介于不平衡變壓器引腳1 和引腳3（50W）間差分阻抗的串聯(lián)組合。
采用圖2的電路，J1終止于 50W 左右，并且假定所驅動(dòng)的ADC具有100W的差分輸入終端（如 ADC08D1500）。與 100W ADC輸入阻抗并聯(lián)的 RT2為 50W，這是從 J1 到接地的輸入阻抗。此輸入阻抗一直保持一定的頻率，從而使不平衡變壓器發(fā)揮變壓器的作用。超過(guò)這個(gè)基于特殊不平衡變壓器及其核心特征、線(xiàn)圈間電容，以及其它因數的頻率范圍，輸入阻抗就會(huì )偏離這個(gè)值，并且輸入反射會(huì )導致回波損耗減少。大部分不平衡變壓器的產(chǎn)品手冊都列出了幾個(gè)頻點(diǎn)的回波損耗與上限和下限工作頻率。
圖3顯示了一個(gè)中點(diǎn)接線(xiàn)變壓器 （TC4-14） 以及一個(gè)不平衡變壓器 （TC1-1-13M） 的輸入回波損耗，并進(jìn)行了簡(jiǎn)單的比較。
由圖3中可以看出，中點(diǎn)接線(xiàn)變壓器的回波損耗在 700MHz 以下與 1.3GHz 以上時(shí)，下降得十分迅速，而不平衡變壓器則具有一定的高出數 MHz 的回波損耗 （》 10dB），并且在頻率到達約 2.6GHz 左右時(shí)才開(kāi)始下降。這是不平衡變壓器相對于中點(diǎn)接線(xiàn)變壓器的優(yōu)點(diǎn)。在較高頻率減少的回波損耗會(huì )造成一種不匹配的狀態(tài)，并且產(chǎn)生較高的反射能量，這會(huì )在采集信號中形成不想要的諧波，并且降低系統的 ENOB 性能。
回波損耗 （RL）與 二端口輸入阻抗相關(guān)，如式1如示：
RL= 20 Log | （Zin+50）/ （Zin-50）| （1）
舉例來(lái)說(shuō)，10dB 的 RL 與96W 或 26W的輸入阻抗相符合 （根據式1中商的符號而定）。阻抗不連續時(shí)的反射波（圖2中的 J1）在源端出來(lái)另一個(gè)反射之后將會(huì )抵達 Rs1 （假定來(lái)源與傳輸線(xiàn)并沒(méi)有完美匹配）。往返時(shí)間為 l/n，其中，l為電纜長(cháng)度，n為通過(guò)傳輸線(xiàn)介質(zhì)的波速。構成輸入信號的不同頻率元件，在遇到此往返延遲并且加上原來(lái)的入射波之后會(huì )回到中斷處，從而形成最終的信號。對于往返延遲 （2l/n），l為一個(gè)重要的諧波（大約是周期 T 的 1/10），其最終的波形將會(huì )失真。從數學(xué)上講，這里的T滿(mǎn)足了 T ≤ （20 l/n） 的諧波要求。原因是，對于較短周期的諧波，入射以及反射波會(huì )合成（在時(shí)間上）交迭形式，這會(huì )造成波形的改變。這正是在 ENOB 上降低的原因，因為這個(gè)改變的波形將會(huì )增加總諧波失真 （THD） 的失真項，從而產(chǎn)生較低的 ENOB。
為了平衡非平衡功能，變壓器的初級與次級總會(huì )保持1:1 的比例，因此，此配置不能提供任何電壓增益。
有源單端到差分的轉換
如前所述，變壓器可以被用作轉換器，然而它們在寬帶的應用上有很大的缺點(diǎn)，并且在這些應用中，它們不會(huì )在其操作頻率區域中包括 DC 和低頻?；谶@個(gè)原因，半導體制造商已經(jīng)導入了有源器件來(lái)執行這項功能，以彌補變壓器耦合結構的缺點(diǎn)。
LMH6555 是專(zhuān)門(mén)設計用來(lái)驅動(dòng)如圖4顯示為 0.8Vpp的ADC的 100W差分輸入，并且提供一個(gè)到終端電纜的固定 50W的輸入阻抗（未顯示于圖4中），以達到最高的回波損耗。單端到差分轉換器會(huì )將頻率范圍從DC一直擴展到1.2GHz（此為 LMH6555 的 -3dB 頻寬限制）。通過(guò)將ADC的 VCMO連接到 LMH6555 的 VCM_REF 輸入，可以保持精確的輸出共模電壓控制。利用這樣的結構，可以獲得全信號頻譜，而共?？刂苿t可以由 LMH6555 自動(dòng)實(shí)現。圖4中所示的緩沖器 （LMV321） 用來(lái)提高ADC的 VCMO 引腳所流出的電流，以使得對于 VCM_REF輸入而言有適當的驅動(dòng)能力。是否需要緩沖器取決于A(yíng)DC的電流輸出能力?！ ?/span>
LMH6555 的增益（在Vin+下的差分輸出到單端或取決于所驅動(dòng)輸入的Vin+）確定在 4.8V/V，其配置如圖4所示，其中，Rs1=Rs2=50W。對于輸入信號在振幅上較大的情形，LMH6555 插入增益可以通過(guò)增加 Rs2和 Rs1的值來(lái)降低。這兩個(gè)電阻應該總是相等，以保持對于低輸出偏移的輸入平衡。圖5所示例子中，位于 50W電纜接收端的 LMH6555 的增益通過(guò) Rx 和 Ry降低。通過(guò)選擇組件值，LMH6555 電路（J1）的輸入阻抗被保持在50W，以使阻抗匹配。兩個(gè) LMH6555具有 100W的到地等效阻抗，各個(gè)組成值都被顯示，以用來(lái)維持低輸出偏移電壓。LMH6555的輸入/輸出擺幅關(guān)系如式2所示：
Vout （Vpp） = Vin （Vpp） * ［ RF/ （2Rs+Rin_diff）］ （2）
其中，RF= 430W，Rin_diff=78W，都是LMH6555 特定的值。
Rs是等效電阻，使 LMH6555 的輸入接地（假定它們相等）。增加 Rs會(huì )降低增益。重新整理式2，允許使用者決定 Rs的值，可以確定對于一個(gè)給定 Vin （Vpp） 的全ADC的輸入擺幅，如式3所示：
Rs=Vin （Vpp） * 268.8 - 39 （3）
LMH6555的等效輸入電阻通過(guò) Rs被增加到100W（由式3計算得出），因此，0.52Vpp輸入會(huì )導致ADC輸入恰好為 0.8Vpp，而J1的等效輸入則維持在 50W。
LMH6555將維持低噪聲 （參照19nV/RtHz輸出的平帶），并與它輸入的Rs無(wú)關(guān)。這是因為 LMH6555 的輸入架構由等效輸入噪聲電壓決定，并且獨立于源電阻。
ADC要求差分輸入的共模電壓（在 +/-50mV內）非常接近它所產(chǎn)生的 VCMO 參考輸出。這是采用1.9V供電電壓的一個(gè)結果，因為損失的供電電壓降低了ADC內部的電壓余量。如果未能保持此共模操作，ADC的全失真性能將會(huì )迅速惡化。
除了這種共?，F象外，ADC兩個(gè)輸入端的任何增益和相位不平衡都會(huì )導致獲取錯誤信號。舉例來(lái)說(shuō)，一個(gè) 100MHz的方波將會(huì )在它的尖峰值有 1.5% 的錯誤。8 位數據采集具有全尺度 0.39% 的 LSB，并且不平衡變壓器等效于3.8LSB。所以，將增益和相位不平衡最小化是非常必要的。
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