中心論題：
- 射頻能量經(jīng)由電源線(xiàn)傳送時(shí)對PCB的影響。
- 傳導式EMI分為差模和共模兩類(lèi)。
- 傳導式EMI的測量方法。
- 傳導式EMI的限制。
解決方案：
- 用數學(xué)方法分離L和N線(xiàn)路上所測得的電流。
- LISN應用到離線(xiàn)的電源供應電路中測量EMI。
- 選擇50歐姆電阻模擬高頻訊號的輸入阻抗。
“傳導式”（conducted）EMI是指部分的電磁（射頻）能量透過(guò)外部纜線(xiàn)（cable）、電源線(xiàn)、I/O互連介面，形成“傳導波”（propagation wave）被傳送出去。本文將說(shuō)明射頻能量經(jīng)由電源線(xiàn)傳送時(shí)，所產(chǎn)生的“傳導式雜訊”對PCB的影響，以及如何測量“傳導式EMI”和FCC、CISPR的EMI限制規定。
差模和共模雜訊
“傳導式EMI”可以分成兩類(lèi)：差模（Differential mode；DM）和共模（Common mode；CM）。差模也稱(chēng)作“對稱(chēng)模式（symmetric mode）”或“正常模式（normal mode）”；而共模也稱(chēng)作“不對稱(chēng)模式（asymmetric mode）”或“接地泄漏模式（ground leakage mode）”。
由EMI產(chǎn)生的雜訊也分成兩類(lèi)：差模雜訊和共模雜訊。簡(jiǎn)言之，差模雜訊是當兩條電源供應線(xiàn)路的電流方向互為相反時(shí)發(fā)生的，如圖1(a)所示。而共模雜訊是當所有的電源供應線(xiàn)路的電流方向相同時(shí)發(fā)生的，如圖1(b)所示。一般而言，差模訊號通常是我們所要的，因為它能承載有用的資料或訊號；而共模訊號（雜訊）是我們不要的副作用或是差模電路的“副產(chǎn)品”，它正是EMC的最大難題。從圖一中，可以清楚發(fā)現，共模雜訊的發(fā)生大多數是因為“雜散電容（stray capacitor）”的不當接地所造成的。這也是為何共模也稱(chēng)作“接地泄漏模式”的原因。
在圖二中，L是“有作用（Live）”或“相位（Phase）”的意思，N是“中性（Neutral）”的意思，E是“安全接地或接地線(xiàn)（Earth wire）”的意思；EUT是“測試中的設備（Equipment Under Test）”之意思。在E下方，有一個(gè)接地符號，它是采用“國際電工委員會(huì )（International Electrotechnical Commission；IEC）”所定義的“有保護的接地（Protective Earth）”之符號（在接地線(xiàn)的四周有一個(gè)圓形），而且有時(shí)會(huì )以“PE”來(lái)注明。DM雜訊源是透過(guò)L和N對偶線(xiàn)，來(lái)推（push and pull）電流Idm。因為有DM雜訊源的存在，所以沒(méi)有電流通過(guò)接地線(xiàn)路。雜訊的電流方向是根據交流電的周期而變化的。
電源供應電路所提供的基本的交流工作電流，在本質(zhì)上也是差模的。因為它流進(jìn)L或N線(xiàn)路，并透過(guò)L或N線(xiàn)路離開(kāi)。不過(guò)，在圖二中的差模電流并沒(méi)有包含這個(gè)電流。這是因為工作電流雖然是差模的，但它不是雜訊。另一方面，對一個(gè)電流源（訊號源）而言，若它的基本頻率是電源頻率（line frequency）的兩倍----100或120Hz，它實(shí)質(zhì)上仍是屬于“直流的”，而且不是雜訊；即使它的諧波頻率，超過(guò)了標準的傳導式EMI之限制范圍（150 kHz to 30 MHz）。然而，必須注意的是，工作電流仍然保留有直流偏壓的能量，此偏壓是提供給濾波抗流線(xiàn)圈（filter choke）使用，因此這會(huì )嚴重影響EMI濾波器的效能。這時(shí)，當使用外部的電流探針來(lái)量測數據時(shí)，很可能因此造成測量誤差。
返回路徑
差模和共模雜訊
“傳導式EMI”可以分成兩類(lèi)：差模（Differential mode；DM）和共模（Common mode；CM）。差模也稱(chēng)作“對稱(chēng)模式（symmetric mode）”或“正常模式（normal mode）”；而共模也稱(chēng)作“不對稱(chēng)模式（asymmetric mode）”或“接地泄漏模式（ground leakage mode）”。
由EMI產(chǎn)生的雜訊也分成兩類(lèi)：差模雜訊和共模雜訊。簡(jiǎn)言之，差模雜訊是當兩條電源供應線(xiàn)路的電流方向互為相反時(shí)發(fā)生的，如圖1(a)所示。而共模雜訊是當所有的電源供應線(xiàn)路的電流方向相同時(shí)發(fā)生的，如圖1(b)所示。一般而言，差模訊號通常是我們所要的，因為它能承載有用的資料或訊號；而共模訊號（雜訊）是我們不要的副作用或是差模電路的“副產(chǎn)品”，它正是EMC的最大難題。從圖一中，可以清楚發(fā)現，共模雜訊的發(fā)生大多數是因為“雜散電容（stray capacitor）”的不當接地所造成的。這也是為何共模也稱(chēng)作“接地泄漏模式”的原因。
在圖二中，L是“有作用（Live）”或“相位（Phase）”的意思，N是“中性（Neutral）”的意思，E是“安全接地或接地線(xiàn)（Earth wire）”的意思；EUT是“測試中的設備（Equipment Under Test）”之意思。在E下方，有一個(gè)接地符號，它是采用“國際電工委員會(huì )（International Electrotechnical Commission；IEC）”所定義的“有保護的接地（Protective Earth）”之符號（在接地線(xiàn)的四周有一個(gè)圓形），而且有時(shí)會(huì )以“PE”來(lái)注明。DM雜訊源是透過(guò)L和N對偶線(xiàn)，來(lái)推（push and pull）電流Idm。因為有DM雜訊源的存在，所以沒(méi)有電流通過(guò)接地線(xiàn)路。雜訊的電流方向是根據交流電的周期而變化的。
電源供應電路所提供的基本的交流工作電流，在本質(zhì)上也是差模的。因為它流進(jìn)L或N線(xiàn)路，并透過(guò)L或N線(xiàn)路離開(kāi)。不過(guò)，在圖二中的差模電流并沒(méi)有包含這個(gè)電流。這是因為工作電流雖然是差模的，但它不是雜訊。另一方面，對一個(gè)電流源（訊號源）而言，若它的基本頻率是電源頻率（line frequency）的兩倍----100或120Hz，它實(shí)質(zhì)上仍是屬于“直流的”，而且不是雜訊；即使它的諧波頻率，超過(guò)了標準的傳導式EMI之限制范圍（150 kHz to 30 MHz）。然而，必須注意的是，工作電流仍然保留有直流偏壓的能量，此偏壓是提供給濾波抗流線(xiàn)圈（filter choke）使用，因此這會(huì )嚴重影響EMI濾波器的效能。這時(shí)，當使用外部的電流探針來(lái)量測數據時(shí)，很可能因此造成測量誤差。
返回路徑
對雜訊電流而言，真正的返回路徑（return path）是什么呢？
實(shí)體的電氣路徑之間的距離，最好是越大越好。因為如果沒(méi)有EMI濾波器存在的話(huà)，部分的雜訊電流將會(huì )透過(guò)散布于各地的各種寄生性電容返回。其余部分將透過(guò)無(wú)線(xiàn)的方式返回，這就是輻射；由此產(chǎn)生的電磁場(chǎng)會(huì )影響相鄰的導體，在這些導體內產(chǎn)生極小的電流。最后，這些極小的返回電流在電源供應輸入端的總和會(huì )一直維持零值，因此不會(huì )違反Kirchhoff定律”—在一封閉電路中，過(guò)一節點(diǎn)的電流量之代數和為零。
利用簡(jiǎn)單的數學(xué)公式，就可以將于L和N線(xiàn)路上所測得的電流，區分為CM電流和DM電流。但是為了避免發(fā)生代數計算的錯誤，必須先對電流的“正方向”做一定義?？梢约僭O若電流由右至左流動(dòng)，就是正方向，反之則為負方向。此外，必須記住的是：一個(gè)電流I若在任一線(xiàn)路中往一個(gè)方向流動(dòng)時(shí)，這是等同于I往另一個(gè)方向流動(dòng)的（Kirchhoff定律）。
例如：假設在一條線(xiàn)路（L或N）上，測得一個(gè)由右至左流動(dòng)的電流2μA。并在另一條線(xiàn)路上，測得一個(gè)由左至右流動(dòng)的電流5μA。CM電流和DM電流是多少呢？就CM電路而言，假設它的E連接到一個(gè)大型的金屬接地平面，因此無(wú)法測量出流過(guò)E的電流值（如果可以測得，那將是簡(jiǎn)單的Icm）。這和一般離線(xiàn)的（off-line）電源供應器具有3條（有接地線(xiàn)）或2條（沒(méi)有接地線(xiàn)）電線(xiàn)不同，不過(guò)，在后續的例子中，我們將會(huì )發(fā)現對那些接地不明的設備而言，其實(shí)它們具有一些泄漏（返回）路徑。
以圖一為例，假設第一次測量的線(xiàn)路是L（若選擇N為首次測量的線(xiàn)路，底下所計算出來(lái)的結果也是一樣的）。由此可以導出：
IL = Icm/2 + Idm= 2μA
IN = Icm/2 - Idm= -5μA
求解上面的聯(lián)立方程式，可以得出：
Icm = -3μA
Idm = 3.5μA
這表示有一個(gè)3μA的電流，流過(guò)E（這是共模的定義）。而且，有一個(gè)3.5μA的電流在L和N線(xiàn)路中來(lái)回流動(dòng)。
再舉一個(gè)例子：假設測得一個(gè)2μA的電流在一條線(xiàn)路中由右至左流動(dòng)，而且在另一條線(xiàn)路中沒(méi)有電流存在，此時(shí)，CM電流和DM電流為多少？
IL = Icm/2 + Idm= 2μA
IN = Icm/2 - Idm= 0μA
對上面的聯(lián)立方程式求解，可得出：
Icm = 2μA
Idm = 1μA
這是「非對稱(chēng)模式”的例子。從此結果可以看出，“非對稱(chēng)模式”的一部分可以視為“不對稱(chēng)（CM）模式”，而它的另一部分可視為“對稱(chēng)（DM）模式”。
傳導式EMI的測量
實(shí)體的電氣路徑之間的距離，最好是越大越好。因為如果沒(méi)有EMI濾波器存在的話(huà)，部分的雜訊電流將會(huì )透過(guò)散布于各地的各種寄生性電容返回。其余部分將透過(guò)無(wú)線(xiàn)的方式返回，這就是輻射；由此產(chǎn)生的電磁場(chǎng)會(huì )影響相鄰的導體，在這些導體內產(chǎn)生極小的電流。最后，這些極小的返回電流在電源供應輸入端的總和會(huì )一直維持零值，因此不會(huì )違反Kirchhoff定律”—在一封閉電路中，過(guò)一節點(diǎn)的電流量之代數和為零。
利用簡(jiǎn)單的數學(xué)公式，就可以將于L和N線(xiàn)路上所測得的電流，區分為CM電流和DM電流。但是為了避免發(fā)生代數計算的錯誤，必須先對電流的“正方向”做一定義?？梢约僭O若電流由右至左流動(dòng)，就是正方向，反之則為負方向。此外，必須記住的是：一個(gè)電流I若在任一線(xiàn)路中往一個(gè)方向流動(dòng)時(shí)，這是等同于I往另一個(gè)方向流動(dòng)的（Kirchhoff定律）。
例如：假設在一條線(xiàn)路（L或N）上，測得一個(gè)由右至左流動(dòng)的電流2μA。并在另一條線(xiàn)路上，測得一個(gè)由左至右流動(dòng)的電流5μA。CM電流和DM電流是多少呢？就CM電路而言，假設它的E連接到一個(gè)大型的金屬接地平面，因此無(wú)法測量出流過(guò)E的電流值（如果可以測得，那將是簡(jiǎn)單的Icm）。這和一般離線(xiàn)的（off-line）電源供應器具有3條（有接地線(xiàn)）或2條（沒(méi)有接地線(xiàn)）電線(xiàn)不同，不過(guò)，在后續的例子中，我們將會(huì )發(fā)現對那些接地不明的設備而言，其實(shí)它們具有一些泄漏（返回）路徑。
以圖一為例，假設第一次測量的線(xiàn)路是L（若選擇N為首次測量的線(xiàn)路，底下所計算出來(lái)的結果也是一樣的）。由此可以導出：
IL = Icm/2 + Idm= 2μA
IN = Icm/2 - Idm= -5μA
求解上面的聯(lián)立方程式，可以得出：
Icm = -3μA
Idm = 3.5μA
這表示有一個(gè)3μA的電流，流過(guò)E（這是共模的定義）。而且，有一個(gè)3.5μA的電流在L和N線(xiàn)路中來(lái)回流動(dòng)。
再舉一個(gè)例子：假設測得一個(gè)2μA的電流在一條線(xiàn)路中由右至左流動(dòng)，而且在另一條線(xiàn)路中沒(méi)有電流存在，此時(shí)，CM電流和DM電流為多少？
IL = Icm/2 + Idm= 2μA
IN = Icm/2 - Idm= 0μA
對上面的聯(lián)立方程式求解，可得出：
Icm = 2μA
Idm = 1μA
這是「非對稱(chēng)模式”的例子。從此結果可以看出，“非對稱(chēng)模式”的一部分可以視為“不對稱(chēng)（CM）模式”，而它的另一部分可視為“對稱(chēng)（DM）模式”。
傳導式EMI的測量
為了要測量EMI，我們必須使用一個(gè)“阻抗穩定網(wǎng)路（Impedance Stabilization Network；ISN）”。和ISN類(lèi)似的LISN已被應用到離線(xiàn)的電源供應電路中，其全名是「線(xiàn)路阻抗穩定網(wǎng)路（Line Impedance Stabilization Network；LISN）”或“仿真的主要網(wǎng)路（Artificial Mains Network；AMN）”。如圖三所示，那是一個(gè)簡(jiǎn)易的電路圖。若產(chǎn)品想要通過(guò)“國際射頻干擾特別委員會(huì )（International Special Committee on Radio Interference；CISPR）”所制定的「CISPR 22限制（limits）”規定，就必須采用符合CISPR 16規范所定義的LISN；CISPR 16是CISPR 22所參考的標準。
圖三：一個(gè)CISPR LISN的簡(jiǎn)易電路圖
使用LISN的目的是多重的。它是一個(gè)“干凈的”交流電源，將電能供應給電源供應器。接收機或頻譜分析儀可以利用它來(lái)讀出測量值。它提供一個(gè)穩定的均衡阻抗，即使雜訊是來(lái)自于電源供應器。最重要的是，它允許測量工作可以在任何地點(diǎn)重覆進(jìn)行。對雜訊源而言，LISN就是它的負載。
假設在此LISN電路中，L和C的值是這樣決定的:電感L小到不會(huì )降低交流的電源電流（50/60Hz）；但在期望的頻率范圍內（150 kHz to 30 MHz），它大到可以被視為“開(kāi)路（open）”。電容C小到可以阻隔交流的電源電壓；但在期望的頻率范圍內，它大到變成“短路（short）”。上面的敘述（幾乎）是為真的。在圖三中，主要的簡(jiǎn)化部分是，纜線(xiàn)或接收機的輸入阻抗已經(jīng)被包含進(jìn)去了。將一條典型的同軸纜線(xiàn)連接到一臺測量?jì)x器（分析儀或接收機或示波器…等）時(shí)，對一個(gè)高頻訊號而言，此纜線(xiàn)的輸入阻抗是50歐姆（因為傳輸線(xiàn)效應）。所以，當接收機正在測量這個(gè)訊號時(shí)，假設在L和E之間，LISN使用一個(gè)“繼電/切換（relay/switch）電路”，將實(shí)際的50歐姆電阻移往相反的配對線(xiàn)路上，也就是在N和E之間。如此就能使所有的線(xiàn)路在任何時(shí)候都能保持均衡，不管是測量VL或VN。
選擇50歐姆是為了要模擬高頻訊號的輸入阻抗，因為高頻訊號所使用的主要導線(xiàn)之阻抗值近似于50歐姆。此外，它可以讓一般的測量工作，在任何地點(diǎn)、任何時(shí)間重覆地進(jìn)行。值得注意的是，電信設備的通訊埠是使用“阻抗穩定網(wǎng)路”，它是使用150歐姆，而不是50歐姆；這是因為一般的「資料線(xiàn)路（data line）”之輸入阻抗值近似于150歐姆。
為了了解VL和VN，請參考圖四。共模電壓是25Ω乘以流向E的電流值（或者是50Ω乘以Icm/2）。差模電壓是100Ω乘以差模電流。因此，LISN提供下列的負載阻抗給雜訊源（沒(méi)有任何的輸入濾波器存在）：
CM負載阻抗是25Ω，DM負載阻抗是100Ω。
當LISN切換時(shí)，可以由下式得出雜訊電壓值：
VL=25ХIcm+50ХIdm 或 VN=25ХIcm - 50ХIdm
這是否意味著(zhù)只要在L-E和N-E上做測量，就可以知道CM和DM雜訊的相對比例大??？
其實(shí)，許多人常有這樣的錯誤觀(guān)念：“如果來(lái)自于電源供應器的雜訊大部分是屬于DM的，則VL和VN的大小將會(huì )相等。如果雜訊是屬于CM的，則VL和VN的大小也會(huì )相等。但是，如果CM和DM的輻射大小幾乎相等時(shí)，則VL和VN的測量值將不會(huì )相同。”
如果這樣的觀(guān)念正確的話(huà)，那就表示即使在一個(gè)離線(xiàn)的電源供應器中，L和N線(xiàn)路是對稱(chēng)的，但L和N線(xiàn)路上的輻射量還是不相等的。在某一個(gè)特殊的時(shí)間點(diǎn)，兩線(xiàn)路上的個(gè)別雜訊大小可能會(huì )不相等，但實(shí)際上，射頻能量是以交流的電源頻率，在兩條線(xiàn)路之間「跳躍”著(zhù)，如同工作電流一樣。所以，任何偵測器測量此兩條線(xiàn)路時(shí)，只要測量的時(shí)間超過(guò)數個(gè)電壓周期，VL和VN的測量值差異將不會(huì )很大的。不過(guò)，極小的差異可能會(huì )存在，這是因為有各種不同的“不對稱(chēng)性”存在。當然，VL和VN的測量結果必須符合EMI的限制規定。
使用LISN后，就不需要分別測量CM和DM雜訊值，它們是利用上述的代數公式求得的。但有時(shí)還是需要各別測量CM和DM雜訊值，譬如：為了排除故障或診斷錯誤。幸好有一些聰明的方法可以達到各別測量的目的。我們舉兩個(gè)例子：
有一種裝置稱(chēng)作“LISN MATE”，不過(guò)，目前已經(jīng)很少被使用了。它會(huì )衰減DM雜訊約50dB，但不會(huì )大幅衰減CM雜訊（約僅衰減4dB）。它的電路如圖五所示。
圖六是一種以變壓器為基礎的裝置，它是利用共模電壓無(wú)法使變壓器工作的原理；因為本質(zhì)上需要差動(dòng)的一次測電壓，才能使變壓器線(xiàn)圈內的磁通量“擺動(dòng)（swing）”。它不像LISN MATE，此時(shí)CM和DM雜訊是一起輸出。不過(guò)，上述的兩種方法都需要修改LISN電路。因為一般的LISN只提供VL或VN，無(wú)法同時(shí)提供這兩者。最好是購買(mǎi)CM和DM雜訊有分離輸出的LISN。此外，也應該要有總和檢視的功能，以確定是否有遵守技術(shù)規范的限制。
傳導式EMI的限制
圖三：一個(gè)CISPR LISN的簡(jiǎn)易電路圖
使用LISN的目的是多重的。它是一個(gè)“干凈的”交流電源，將電能供應給電源供應器。接收機或頻譜分析儀可以利用它來(lái)讀出測量值。它提供一個(gè)穩定的均衡阻抗，即使雜訊是來(lái)自于電源供應器。最重要的是，它允許測量工作可以在任何地點(diǎn)重覆進(jìn)行。對雜訊源而言，LISN就是它的負載。
假設在此LISN電路中，L和C的值是這樣決定的:電感L小到不會(huì )降低交流的電源電流（50/60Hz）；但在期望的頻率范圍內（150 kHz to 30 MHz），它大到可以被視為“開(kāi)路（open）”。電容C小到可以阻隔交流的電源電壓；但在期望的頻率范圍內，它大到變成“短路（short）”。上面的敘述（幾乎）是為真的。在圖三中，主要的簡(jiǎn)化部分是，纜線(xiàn)或接收機的輸入阻抗已經(jīng)被包含進(jìn)去了。將一條典型的同軸纜線(xiàn)連接到一臺測量?jì)x器（分析儀或接收機或示波器…等）時(shí)，對一個(gè)高頻訊號而言，此纜線(xiàn)的輸入阻抗是50歐姆（因為傳輸線(xiàn)效應）。所以，當接收機正在測量這個(gè)訊號時(shí)，假設在L和E之間，LISN使用一個(gè)“繼電/切換（relay/switch）電路”，將實(shí)際的50歐姆電阻移往相反的配對線(xiàn)路上，也就是在N和E之間。如此就能使所有的線(xiàn)路在任何時(shí)候都能保持均衡，不管是測量VL或VN。
選擇50歐姆是為了要模擬高頻訊號的輸入阻抗，因為高頻訊號所使用的主要導線(xiàn)之阻抗值近似于50歐姆。此外，它可以讓一般的測量工作，在任何地點(diǎn)、任何時(shí)間重覆地進(jìn)行。值得注意的是，電信設備的通訊埠是使用“阻抗穩定網(wǎng)路”，它是使用150歐姆，而不是50歐姆；這是因為一般的「資料線(xiàn)路（data line）”之輸入阻抗值近似于150歐姆。
為了了解VL和VN，請參考圖四。共模電壓是25Ω乘以流向E的電流值（或者是50Ω乘以Icm/2）。差模電壓是100Ω乘以差模電流。因此，LISN提供下列的負載阻抗給雜訊源（沒(méi)有任何的輸入濾波器存在）：
CM負載阻抗是25Ω，DM負載阻抗是100Ω。
當LISN切換時(shí)，可以由下式得出雜訊電壓值：
VL=25ХIcm+50ХIdm 或 VN=25ХIcm - 50ХIdm
這是否意味著(zhù)只要在L-E和N-E上做測量，就可以知道CM和DM雜訊的相對比例大??？
其實(shí)，許多人常有這樣的錯誤觀(guān)念：“如果來(lái)自于電源供應器的雜訊大部分是屬于DM的，則VL和VN的大小將會(huì )相等。如果雜訊是屬于CM的，則VL和VN的大小也會(huì )相等。但是，如果CM和DM的輻射大小幾乎相等時(shí)，則VL和VN的測量值將不會(huì )相同。”
如果這樣的觀(guān)念正確的話(huà)，那就表示即使在一個(gè)離線(xiàn)的電源供應器中，L和N線(xiàn)路是對稱(chēng)的，但L和N線(xiàn)路上的輻射量還是不相等的。在某一個(gè)特殊的時(shí)間點(diǎn)，兩線(xiàn)路上的個(gè)別雜訊大小可能會(huì )不相等，但實(shí)際上，射頻能量是以交流的電源頻率，在兩條線(xiàn)路之間「跳躍”著(zhù)，如同工作電流一樣。所以，任何偵測器測量此兩條線(xiàn)路時(shí)，只要測量的時(shí)間超過(guò)數個(gè)電壓周期，VL和VN的測量值差異將不會(huì )很大的。不過(guò)，極小的差異可能會(huì )存在，這是因為有各種不同的“不對稱(chēng)性”存在。當然，VL和VN的測量結果必須符合EMI的限制規定。
使用LISN后，就不需要分別測量CM和DM雜訊值，它們是利用上述的代數公式求得的。但有時(shí)還是需要各別測量CM和DM雜訊值，譬如：為了排除故障或診斷錯誤。幸好有一些聰明的方法可以達到各別測量的目的。我們舉兩個(gè)例子：
有一種裝置稱(chēng)作“LISN MATE”，不過(guò)，目前已經(jīng)很少被使用了。它會(huì )衰減DM雜訊約50dB，但不會(huì )大幅衰減CM雜訊（約僅衰減4dB）。它的電路如圖五所示。
圖六是一種以變壓器為基礎的裝置，它是利用共模電壓無(wú)法使變壓器工作的原理；因為本質(zhì)上需要差動(dòng)的一次測電壓，才能使變壓器線(xiàn)圈內的磁通量“擺動(dòng)（swing）”。它不像LISN MATE，此時(shí)CM和DM雜訊是一起輸出。不過(guò)，上述的兩種方法都需要修改LISN電路。因為一般的LISN只提供VL或VN，無(wú)法同時(shí)提供這兩者。最好是購買(mǎi)CM和DM雜訊有分離輸出的LISN。此外，也應該要有總和檢視的功能，以確定是否有遵守技術(shù)規范的限制。
傳導式EMI的限制
對EMI而言，濾波器是做何用途呢？表一列出了FCC和CISPR 22的EMI限制規定。此表中比較特殊的是，除了可用dBμV計量以外，也可以用mV來(lái)計量。這對那些討厭使用對數（logarithm）計算的設計者而言很便利。
在對數的定義里：db=20log10[V1/V2] ，V1/V2是輸出入電壓的比值。所以，dBμV表示是以IμV為對數的比較基準。下式是mV轉換成dBμV的公式：
(dBμV)=20Хlog[mV/10-6]
譬如：0.25mV可以透過(guò)公式，得出：20log10[0.25Х1,000/1] ≌48 dBμV。
而dBμV轉換成mV的公式如下：
(mV)=(10(dbμV)/20)Х10-3
表一：傳導式EMI的限制
必須注意的是，FCC并沒(méi)有規定平均的限制值，只規定了“準峰值（quasi-peak）”。雖然，FCC有認可CISPR 22的限制值。但是，FCC不允許兩者混用或并用。設計者必須擇一而從。不過(guò)，以目前的情況來(lái)看，FCC Part 15勢必會(huì )逐漸和CISPR 22完全一致的。
表二是dBμV與mV的快速轉換對查表，我們可以利用上述的公式來(lái)轉換dBμV、mV；或利用表二查得。
表二：dBμV與mV的對查表
再觀(guān)察一下表一中的類(lèi)別B，尤其是150 kHz至450 kHz，和450 kHz至500 kHz的區域。實(shí)際上，對CISPR而言，這是一個(gè)連續的區域，因為dBμV對log(f)的限制線(xiàn)在150 kHz到500 kHz的區域內是一條直線(xiàn)。在150 kHz至500 kHz之間，CISPR均限曲線(xiàn)（傳導式EMI）的任一點(diǎn)之dBμV值可由下式求出：
(dBμVAVG)= -19.07Хlog(?MHZ)+40.28
為了方便計算和記憶，上式可以改寫(xiě)成：
(dBμVAVG)= -20Хlog(?MHZ)+40
在這個(gè)區域內的「準峰值限制”正好比“平均限制”高10dB。所以，在150 kHz至500 kHz之間，CISPR準峰值限制曲線(xiàn)（傳導式EMI）的任一點(diǎn)之dBμV值可由下式求出：
(dBμVQP)= -19.07Хlog(?MHZ)+50.28
同樣的，上式也可以改寫(xiě)成：
(dBμVQP)= -20Хlog(?MHZ)+50
CISPR 22類(lèi)別B在150 kHz至500 kHz之間的限制值，實(shí)際上是上述的化約式。 就數學(xué)定義而言，AХlog(?MHZ)+c是一條直線(xiàn)（如果水平軸具有對數刻度），其斜率為A，當頻率（f）為1MHz時(shí)，它通過(guò)c點(diǎn)。就CISPR 22類(lèi)別B而言，雖然它的dBμV直線(xiàn)在500 kHz處被截斷，但是它的漸近線(xiàn)（asymptote）仍會(huì )通過(guò)40或50dBμV，這分別是「均限曲線(xiàn)”和「準峰值限制曲線(xiàn)”的c點(diǎn)（亦即，頻率為1MHz時(shí)的dBμV值）。
例如：當頻率為300 kHz時(shí)，CISPR 22類(lèi)別B的EMI限制值是多少呢？利用上述的公式，均限值等于：
-19.07Хlog(0.3)+40.28=50.25dBμV
因為準峰值限制比均限值多10 dB，所以它是60.25 dBμV。
比較表一中的準峰值限制，是否意味著(zhù)當超過(guò)450 kHz時(shí)，FCC標準會(huì )比CISPR 22嚴格？首先，FCC標準是以美國國內的電源電壓為測量基準；而CISPR則是使用更高的電源電壓來(lái)測量。所以這是「淮橘成枳”的問(wèn)題，不能相提并論。此外FCC雖然沒(méi)有定義均限值，但是當CISPR 22的準峰值限制和均限值之差超過(guò)6 dB以上時(shí)，它放寬了限制（約13 dB）。因此，在實(shí)務(wù)上，符合CISPR標準的產(chǎn)品也會(huì )符合FCC的標準。
有人說(shuō)：“頻率大約在5 MHz以下時(shí)，雜訊電流傾向于以差模為主；但在5 MHz以上時(shí)，雜訊電流傾向于以共模為主。”不過(guò)這種說(shuō)法缺乏根據。當頻率超過(guò)20 MHz時(shí)，主要的傳導式雜訊可能是來(lái)自于電感的感應，尤其是來(lái)自于輸出纜線(xiàn)的輻射。本質(zhì)上這是共模。但對一個(gè)交換式轉換器而言，這并不是共模雜訊的主要來(lái)源。如表一所示，標準的傳導式EMI限制之頻率測量范圍是從150 kHz至30 MHz。為何頻率范圍不再向上增加呢？這是因為到達30 MHz以后，任何傳導式雜訊將會(huì )被主要的導線(xiàn)大幅地衰減，而且傳輸距離會(huì )變短。但纜線(xiàn)當然還會(huì )繼續輻射，因此“輻射限制”的范圍實(shí)際上是從30MHz到1GHz。
在對數的定義里：db=20log10[V1/V2] ，V1/V2是輸出入電壓的比值。所以，dBμV表示是以IμV為對數的比較基準。下式是mV轉換成dBμV的公式：
(dBμV)=20Хlog[mV/10-6]
譬如：0.25mV可以透過(guò)公式，得出：20log10[0.25Х1,000/1] ≌48 dBμV。
而dBμV轉換成mV的公式如下：
(mV)=(10(dbμV)/20)Х10-3
表一：傳導式EMI的限制
必須注意的是，FCC并沒(méi)有規定平均的限制值，只規定了“準峰值（quasi-peak）”。雖然，FCC有認可CISPR 22的限制值。但是，FCC不允許兩者混用或并用。設計者必須擇一而從。不過(guò)，以目前的情況來(lái)看，FCC Part 15勢必會(huì )逐漸和CISPR 22完全一致的。
表二是dBμV與mV的快速轉換對查表，我們可以利用上述的公式來(lái)轉換dBμV、mV；或利用表二查得。
表二：dBμV與mV的對查表
再觀(guān)察一下表一中的類(lèi)別B，尤其是150 kHz至450 kHz，和450 kHz至500 kHz的區域。實(shí)際上，對CISPR而言，這是一個(gè)連續的區域，因為dBμV對log(f)的限制線(xiàn)在150 kHz到500 kHz的區域內是一條直線(xiàn)。在150 kHz至500 kHz之間，CISPR均限曲線(xiàn)（傳導式EMI）的任一點(diǎn)之dBμV值可由下式求出：
(dBμVAVG)= -19.07Хlog(?MHZ)+40.28
為了方便計算和記憶，上式可以改寫(xiě)成：
(dBμVAVG)= -20Хlog(?MHZ)+40
在這個(gè)區域內的「準峰值限制”正好比“平均限制”高10dB。所以，在150 kHz至500 kHz之間，CISPR準峰值限制曲線(xiàn)（傳導式EMI）的任一點(diǎn)之dBμV值可由下式求出：
(dBμVQP)= -19.07Хlog(?MHZ)+50.28
同樣的，上式也可以改寫(xiě)成：
(dBμVQP)= -20Хlog(?MHZ)+50
CISPR 22類(lèi)別B在150 kHz至500 kHz之間的限制值，實(shí)際上是上述的化約式。 就數學(xué)定義而言，AХlog(?MHZ)+c是一條直線(xiàn)（如果水平軸具有對數刻度），其斜率為A，當頻率（f）為1MHz時(shí)，它通過(guò)c點(diǎn)。就CISPR 22類(lèi)別B而言，雖然它的dBμV直線(xiàn)在500 kHz處被截斷，但是它的漸近線(xiàn)（asymptote）仍會(huì )通過(guò)40或50dBμV，這分別是「均限曲線(xiàn)”和「準峰值限制曲線(xiàn)”的c點(diǎn)（亦即，頻率為1MHz時(shí)的dBμV值）。
例如：當頻率為300 kHz時(shí)，CISPR 22類(lèi)別B的EMI限制值是多少呢？利用上述的公式，均限值等于：
-19.07Хlog(0.3)+40.28=50.25dBμV
因為準峰值限制比均限值多10 dB，所以它是60.25 dBμV。
比較表一中的準峰值限制，是否意味著(zhù)當超過(guò)450 kHz時(shí)，FCC標準會(huì )比CISPR 22嚴格？首先，FCC標準是以美國國內的電源電壓為測量基準；而CISPR則是使用更高的電源電壓來(lái)測量。所以這是「淮橘成枳”的問(wèn)題，不能相提并論。此外FCC雖然沒(méi)有定義均限值，但是當CISPR 22的準峰值限制和均限值之差超過(guò)6 dB以上時(shí)，它放寬了限制（約13 dB）。因此，在實(shí)務(wù)上，符合CISPR標準的產(chǎn)品也會(huì )符合FCC的標準。
有人說(shuō)：“頻率大約在5 MHz以下時(shí)，雜訊電流傾向于以差模為主；但在5 MHz以上時(shí)，雜訊電流傾向于以共模為主。”不過(guò)這種說(shuō)法缺乏根據。當頻率超過(guò)20 MHz時(shí)，主要的傳導式雜訊可能是來(lái)自于電感的感應，尤其是來(lái)自于輸出纜線(xiàn)的輻射。本質(zhì)上這是共模。但對一個(gè)交換式轉換器而言，這并不是共模雜訊的主要來(lái)源。如表一所示，標準的傳導式EMI限制之頻率測量范圍是從150 kHz至30 MHz。為何頻率范圍不再向上增加呢？這是因為到達30 MHz以后，任何傳導式雜訊將會(huì )被主要的導線(xiàn)大幅地衰減，而且傳輸距離會(huì )變短。但纜線(xiàn)當然還會(huì )繼續輻射，因此“輻射限制”的范圍實(shí)際上是從30MHz到1GHz。
結語(yǔ)
來(lái)自電源電路的EMI是很難察覺(jué)的。因為工程師都習慣將電源供應器想像成一個(gè)“干凈的”電源，殊不知，越是習以為常的元件，越可能是會(huì )發(fā)射EMI的“黑盒子”。
