目前，功率因數校正一直在朝著(zhù)效率高﹑結構簡(jiǎn)單﹑控制容易實(shí)現﹑減小EMI等方向發(fā)展，所以無(wú)橋Boost PFC電路作為一種提高效率的有效方式越來(lái)越受到人們的關(guān)注。

 

無(wú)橋Boost PFC電路省略了傳統Boost PFC電路的整流橋，在任一時(shí)刻都比傳統Boost PFC電路少導通一個(gè)二極管，所以降低了導通損耗，效率得到很大提高，本文就常見(jiàn)的幾種無(wú)橋Boost PFC電路進(jìn)行了對比分析，并且對兩種比較有代表性的無(wú)橋電路進(jìn)行了實(shí)驗驗證和EMI測試分析。

 

 

電磁干擾（EMI）可分為傳導干擾和輻射干擾兩種，當開(kāi)關(guān)變換器電路的諧波電平在高頻段（頻率范圍30 MHz以上）時(shí)，表現為輻射干擾，而當開(kāi)關(guān)變換器電路的諧波電平在低頻段（頻率范圍0.15～30 MHz）表現為傳導干擾，所以開(kāi)關(guān)變換器電路中主要是傳導干擾。傳導干擾電流按照其流動(dòng)路徑可以分為兩類(lèi)：一類(lèi)是差模干擾電流，另一類(lèi)是共模干擾電流。

 

以圖1所示的Boost電路為例對開(kāi)關(guān)變換器電路的EMI進(jìn)行分析，該電路整流時(shí)產(chǎn)生的脈動(dòng)電流給電路系統引入了大量的諧波，雖然在整流輸出側有一個(gè)電解電容C能濾除一些諧波，但是由于電解電容有較大的等效串聯(lián)電感和等效串聯(lián)電阻，所以電解電容不可能完全吸收這些諧波電流，有相當一部分諧波電流要與電解電容的等效串聯(lián)電感和等效串聯(lián)電阻相互作用，形成差模電流Idm返回交流電源側，差模電流的傳播路徑如圖1中帶箭頭的實(shí)線(xiàn)所示。開(kāi)關(guān)管的高頻通斷產(chǎn)生很高的dv/dt，它與功率管和散熱器之間的寄生電容Cp相互作用形成共模電流Icm，此共模電流通過(guò)散熱器到達地，地線(xiàn)的共模電流又通過(guò)寄生電容Cg1和Cg2耦合到交流側的相線(xiàn)和中線(xiàn)，從而形成共模電流回路，共模電流的傳播路徑如圖1中帶箭頭的虛線(xiàn)所示。

 

　　

 

在主電路參數完全相同的情況下，各種常見(jiàn)無(wú)橋Boost PFC電路中形成的差模電流是相同的。而不同的是因開(kāi)關(guān)管的位置以及二極管加入等原因造成的共模電流。所以本文主要分析的的是各種電路結構中共模干擾的情況，各點(diǎn)的寄生電容大小以各點(diǎn)到輸入側零線(xiàn)之間的電位變化大小和頻率變化快慢來(lái)代替分析。

 

 

最基本的無(wú)橋PFC主電路結構如圖2所示，由兩個(gè)快恢復二極管（D1、D2）、兩個(gè)開(kāi)關(guān)管（S1、S2）電感（L1、L2）等組成。開(kāi)關(guān)管S1和S2的驅動(dòng)信號相同，兩管同時(shí)導通和關(guān)斷。對于工頻交流輸入的正負半周期而言，無(wú)橋Boost PFC電路可以等效為兩個(gè)電源電壓相反的Boost PFC電路的組合，一組為由電感L1和L2，開(kāi)關(guān)管S1，D1及開(kāi)關(guān)管S2的體二極管組成，它的導通模態(tài)如圖3a所示；另一組為由電感L1和L2，開(kāi)關(guān)管S2，D2及開(kāi)關(guān)管S1的體二極管組成，它的導通模態(tài)如圖3b所示。從圖3可以看出它在任一時(shí)刻只有兩個(gè)半導體器件導通，比傳統帶整流橋的PFC電路少導通一個(gè)二極管，因此降低了導通損耗，效率得到提高。但是它的缺點(diǎn)是電感電流采樣困難，由圖3可知，本電路結構不能在一條回路上得到極性一致的電流采樣，所以需要構建復雜的電感電流檢測電路［4］。另外，此電路的最大問(wèn)題是共模干擾大，對圖2中的各點(diǎn)與輸入零線(xiàn)之間電位進(jìn)行分析可得出圖4所示的波形，其中Vbus為輸出直流母線(xiàn)電壓，Vline為瞬時(shí)輸入電壓。從圖4中可以看出母線(xiàn)U-側﹑A點(diǎn)﹑B點(diǎn)與電源的側之間電位隨開(kāi)關(guān)頻率而浮動(dòng)［5］，所以會(huì )在以上各點(diǎn)與輸入電源地之間出現大的寄生電容，共模干擾比較嚴重，EMI問(wèn)題較為突出。

 

　　

 

　　

　　

因為EMI較大等問(wèn)題，在圖2的基礎上不斷提出了新的無(wú)橋Boost PFC電路結構，它們均在保持導通損耗低﹑效率高的優(yōu)點(diǎn)的同時(shí)在電感電流采樣﹑EMI抑制等方面有了改進(jìn)。

 

圖5就是在圖2基礎上提出的新的無(wú)橋結構，其中D1和D2為快恢復二極管。它的導通路徑與圖2相似，在任一時(shí)刻只有兩個(gè)半導體器件導通，但它新增加了兩個(gè)普通二極管D3和D4，在輸入電源正半周期，電源N側與母線(xiàn)U-側經(jīng)過(guò)二極管D4直接連接，在輸入電源負半周期，電源N側與母線(xiàn)U-側經(jīng)過(guò)二極管D3直接連接，改善了圖2結構中VU-—N隨開(kāi)關(guān)頻率有很大波動(dòng)的情況。圖6是圖5的另一種表示方式，其電路結構完全相同。對圖6中的各點(diǎn)與電源N側之間電位進(jìn)行分析可得出圖7所示的波形。其中Vbus為輸出直流母線(xiàn)電壓，Vline為瞬時(shí)輸入電壓。相比圖4可以看出只有A點(diǎn)與電源N側之間電位隨開(kāi)關(guān)頻率有波動(dòng)，因此共模干擾可以大大減小。但它們的缺點(diǎn)是兩個(gè)開(kāi)關(guān)管的柵極電位不同，所以必須隔離驅動(dòng)，在驅動(dòng)電路設計上稍顯復雜。而且電感電流采樣方面與圖2一樣需要復雜的檢測電路。

 

　

 

　

 

　

 

圖8是在圖2基礎上的一種改進(jìn)電路［6］，S1和S2采用不帶體二極管的IGBT，D3代替S1體二極管，D4代替S2體二極管，并且把二極管陰極連接到電感之前，它的導通路徑與圖2基本一致，區別在于每個(gè)正負周期內電流只流過(guò)一個(gè)電感，在圖2中電流流過(guò)體二極管時(shí)，在本結構中流過(guò)的是D3或者D4。這樣做的好處是只要在D3與D4和S1與S2之間加一采樣電阻可以方便進(jìn)行電感電流采樣，可大大減化電感電流檢測電路。

 

本結構把D3和D4的陰極連接到電感之前，不僅使電感電流采樣變的簡(jiǎn)單，而且也使EMI大大減小，分析本電路可知，在輸入電源正半周期，電源N側與母線(xiàn)U-側經(jīng)過(guò)二極管D4直接連接，在輸入電源負半周期，電源L側與母線(xiàn)U-側經(jīng)過(guò)二極管D3直接連接，改善了圖2結構中VU-—N隨開(kāi)關(guān)頻率有很大波動(dòng)的情況。對圖8中的各點(diǎn)與電源N側之間電位進(jìn)行分析可得出圖9所示的波形。其中Vbus為輸出直流母線(xiàn)電壓，Vline為瞬時(shí)輸入電壓。相比圖4可以看出共模干擾可以大大減小。但缺點(diǎn)是它在每半個(gè)周期都只流通一個(gè)電感，電感量增大，電感利用率不高。

 

　　

 

　

 

圖10為另一種比較少用的無(wú)橋結構。它與圖8導通路徑大致相同，在輸入電壓正半周期流通電感L1，負半周期流通電感L2，同樣有電感量大等缺點(diǎn)。區別是D3和D4直接與輸入電源N側相連，使得在輸入電壓正半周期，電源N側與母線(xiàn)U-側經(jīng)過(guò)二極管D4直接連接，在輸入電源負半周期，電源N側與母線(xiàn)U+側經(jīng)過(guò)二極管D3直接連接，使EMI干擾小，可以從圖11中得到驗證。圖11是對圖10中的各點(diǎn)與輸入零線(xiàn)之間電位進(jìn)行分析。其中Vbus為輸出直流母線(xiàn)電壓，Vline為瞬時(shí)輸入電壓。相比圖4可以看出共模干擾可以大大減小。但缺點(diǎn)與圖5電路結構一樣，電感電流采樣復雜，兩個(gè)開(kāi)關(guān)管驅動(dòng)需要隔離，需要構建復雜的驅動(dòng)電路。

 

　　

 

　

 

圖12是在圖2基礎上的一種演變，也稱(chēng)之為圖騰式無(wú)橋結構，它的導通路徑與圖2一致，它的電路結構與圖10相似，都使輸入電源N側經(jīng)過(guò)D1和D2 與母線(xiàn)U-側或母線(xiàn)U+側直接相連，從圖13可以看出共模干擾比圖4要小很多。而且與圖10電路相比優(yōu)點(diǎn)是所用器件少，在EMI干擾基本相同的情況下，比圖10結構少用了兩個(gè)二極管，可降低成本。但此電路結構一般使用在斷續模式（DCM）和臨界導通模式（CRM）下，對其結構進(jìn)行分析可知，兩只開(kāi)關(guān)管的體二極管起到了與傳統Boost PFC中快恢復二極管相似的作用。但是開(kāi)關(guān)管體二極管的反向恢復時(shí)間目前最快也只能達到100 ns，相比于快恢復二極管的幾十甚至十幾納秒（ns），差距十分明顯。因此，假如此電路用于連續電流模式，其反向恢復損耗將會(huì )非常嚴重，效率的提高也必然有限。而假如工作于臨界電流模式下，由于沒(méi)有反向恢復問(wèn)題，則能發(fā)揮該拓撲的最大優(yōu)勢。在電感電流檢測上，本結構與圖2一樣采樣電路比較復雜。而且此電路中要求兩個(gè)開(kāi)關(guān)管分別驅動(dòng)，并且需要判斷正負周期，還要搭建過(guò)零點(diǎn)檢測電路。另外，兩個(gè)開(kāi)關(guān)管柵極電位不同，必須隔離驅動(dòng)，所以驅動(dòng)電路也比較復雜。

 

　　

 

 

本文分別以圖2和圖8為主電路結構設計了試驗樣機，兩主電路的各項參數相同，PCB布線(xiàn)相似，控制芯片都采用IR1150，原理圖分別如圖14和圖15所示。對兩種電路在220 V輸入1 000 W輸出的條件下進(jìn)行了EMI測試。圖16為圖14的EMI測試圖，從圖中可以看出在中頻段很大區間內，所設計電路的EMI超過(guò)Class C峰值標準。

 

　

 

　　

 

　

 

圖17為圖15的EMI測試圖，從圖中可以看出采用這種主電路結構時(shí)，其EMI測試波形在大部分頻段內都低于EMI測試標準，只在高頻段一小區間內超標，通過(guò)合理設計EMI濾波器可以解決這個(gè)問(wèn)題。因此本電路結構對EMI抑制有良好效果。

 

　

 

 

文就常見(jiàn)的幾種無(wú)橋Boost PFC電路的導通路徑﹑EMI干擾等進(jìn)行了對比分析，并以?xún)煞N比較有特色的無(wú)橋Boost PFC拓撲結構為主電路設計了實(shí)驗樣機，對兩種電路的EMI進(jìn)行了實(shí)際測量?？偨Y出了一種導通損耗低、EMI干擾小的拓撲結構。