LED照明的中心議題：

• 反激基礎
• 準諧振工作
• 初級端調節
• 調光

本文描述了針對LED照明的高功率因數反激式轉換器，可實(shí)現所有這些特性并且能夠使用基于可控硅（TRIAC）的標準調光器來(lái)進(jìn)行調光。

I. 反激基礎

對于最高約100W的隔離電源，反激式拓撲已被廣為接受，因為它相對簡(jiǎn)單，構成元件少，具有成本效益優(yōu)勢且性能合理。借助飛兆半導體應用手冊AN-4137，其基本工作原理簡(jiǎn)單并易于解釋。當MOSFET Q1導通時(shí)，變壓器T1初級端中的電流線(xiàn)性斜升，建立了一個(gè)儲存能量的磁場(chǎng)，變壓器繞組的極性點(diǎn)顯示極性滿(mǎn)足條件以致次級端整流器DRect在此期間關(guān)斷。一旦MOSFET斷開(kāi)，根據楞次定律(Lenz''s law)，跨越變壓器的所有電壓的極性反轉。DRect現在開(kāi)始導通且儲存在T1中的能量傳送到電容器CFilt中。PWM控制器的占空比(Duty cycle)和變壓器圈比一起決定輸出電壓，其在隔離反饋網(wǎng)絡(luò )的幫助下是穩定的。因為初級和次級之間的不完全耦合，即漏電感的存在，網(wǎng)絡(luò )DCL、CCL 和RCL鉗位電壓突升。這對于減少Q1的電壓應力是重要的，但同時(shí)也是功率損耗的一個(gè)來(lái)源，因為RCL中的能量被消耗了。

圖1. 基于反激式工作的SMPS簡(jiǎn)化原理圖

通常情況下，開(kāi)關(guān)電源能夠以?xún)煞N不同的模式工作：不連續導通模式(discontinuous conduction mode ，DCM)，MOSFET僅在二極管DRec中的電流下降到零后導通；以及連續導通模式(continuous conduction mode，CCM)，其在仍有電流流過(guò)DRect時(shí)導通。有時(shí)會(huì )提到第三種模式：轉換或臨界導通模式(boundary conduction mode ，BCM)，在二極管電流為零后，MOSFET總是立即導通。顧名思義，此模式介于DCM 和CCM模式之間。

II. 準諧振工作

反激式轉換器到目前為止就是一個(gè)所謂的硬開(kāi)關(guān)轉換器。其意思是在漏電流較高時(shí)MOSFET斷開(kāi)，在漏電壓較高其接通。因為在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期里，下降/上升電流和上升/下降電壓交迭，它們的結果是不可忽略的，每次轉換有相當大的稱(chēng)作開(kāi)關(guān)損耗的功率損耗。在一個(gè)DCM反激中，在MOSFET導通時(shí)無(wú)電流流過(guò)，但MOSFET的固有電容CDS必須放電，并且儲存在此電容中的能量必須消耗。如果還記得，儲存的能量為0.5xCDSxVDS2，很顯然，以盡可能低的VDS 接通MOSFET是有利的。

在以DCM模式運行的硬開(kāi)關(guān)反激中，可以注意到在能量被完全傳送到次級且變壓器去磁之后漏電壓會(huì )發(fā)生振蕩。此振蕩由變壓器初級端電感Lp和MOSFET的漏源電容CDS引起。準諧振拓撲監控漏極波形并檢測此振蕩的最小值以接通MOSFET。使用此方法，開(kāi)關(guān)損耗減少了并且可以通過(guò)提高斷開(kāi)時(shí)VDS使其進(jìn)一步減小，代價(jià)則是提高VDS增加了MOSFET的成本。
[page]
無(wú)需探究得更詳細，可以這樣說(shuō)，傳統QR開(kāi)關(guān)具有負載減少時(shí)開(kāi)關(guān)頻率增加的缺點(diǎn)，因為開(kāi)關(guān)與變壓器去磁同步。 (負載)電流水平越低則后者發(fā)生越快。通過(guò)QR開(kāi)關(guān)，即使開(kāi)關(guān)損耗本身減少了，低負載水平下的高頻率工作在這些條件下會(huì )破壞損耗平衡。

圖2：準諧振開(kāi)關(guān)

因此，先進(jìn)的QR控制器使用改進(jìn)的機制來(lái)檢測最小漏電壓。例如FAN6300A具有一定的最小時(shí)間8μs，在此期間同步電路禁用。只有這段時(shí)間過(guò)去后，下一個(gè)漏電壓最小值才被檢測。結果是檢測漏電壓振蕩的第n個(gè)最小值，而不是第一個(gè)最小值。在減小反饋水平也即減少負載條件下，如果此最小的停止時(shí)間增加了，甚至有可能降低開(kāi)關(guān)頻率和減少負載電流，帶來(lái)極佳的低負載電流效率。

III. 初級端調節(PRIMARY SIDE REGULATION，PSR)

由于它們相對恒定而溫度和生產(chǎn)參數決定導通電壓，LED應該由恒定電流驅動(dòng)。這通常由某些電路來(lái)實(shí)現，如圖1簡(jiǎn)化原理圖所示，對輸出電流進(jìn)行取樣和放大來(lái)驅動(dòng)光學(xué)隔離反饋網(wǎng)絡(luò )，實(shí)施此電路的標準方法是使用需要額外穩定工作電壓的運算放大器，這使得次級端設計顯著(zhù)復雜化。除去這一點(diǎn)，觀(guān)察光耦合器在典型鎮流器應用中的表現，這種器件在溫度升高的情況下使用壽命會(huì )縮短。

一個(gè)機制是忽略復雜的次級端電路并延長(cháng)使用壽命，因為在所謂的初級端調節中無(wú)需光電耦合。后者采用了這樣的事實(shí)，即兩個(gè)不同的反激輸出電壓的比例主要由它們各自變壓器線(xiàn)圈的繞線(xiàn)比例確定。如果其中之一的輸出，也就是說(shuō)為PWM控制器產(chǎn)生Vcc的那個(gè)輸出是穩定的，那么其余輸出也將相對穩定。

如果涉及到輸出電流的調節，情況變得更為復雜一點(diǎn)?；具\算顯示MOSFET的導通時(shí)間應該隨著(zhù)負載電壓的平方根而變化，這不容易實(shí)現。若負載電壓的變化被限制在更小的范圍內，實(shí)際上就LED來(lái)說(shuō)，平方根的線(xiàn)性近似值是可接受的。

IV. 調光

到目前為止，業(yè)界采用很多不同的電子調光器來(lái)測試鎮流器。所謂的''Tronic''或''相位截止''調光器，與電子變壓器共用以實(shí)現鹵素燈的出色工作，因為這些調光器中的開(kāi)關(guān)元件不是三端雙向可控硅開(kāi)關(guān)元件(TRIAC)且并不依賴(lài)于一定的維持電流。

許多標準的基于TRIAC的相位截止調光器也工作良好，但這里的情況更復雜。因為T(mén)RIAC需要一定的維持電流，該電流與最小可控功率相關(guān)，那些調光器具有較低的最小功率，可以說(shuō)20W，低功率調光器相比具有高數值的調光器具有更好的適合性。這實(shí)際上與采用基于TRIAC的調光器的白熾燈并無(wú)不同。但因為一個(gè)20W的LED可能替換一個(gè)75W白熾燈，采用內置額定50W最小負載的調光器可能發(fā)生故障。

使用某些調光器而可能發(fā)生的第二個(gè)問(wèn)題是輸入濾波器連同C102的振鈴，其可能引起TRIAC錯誤斷開(kāi)和再觸發(fā)。假若這樣，由一個(gè)大約470/2W的電阻與一個(gè)100nF/400V薄膜電容串聯(lián)組成的阻尼網(wǎng)絡(luò )可以起到幫助作用。此網(wǎng)絡(luò )僅在必要時(shí)加入，因為它會(huì )消耗一些功率并降低效率。