【導讀】很多現代無(wú)線(xiàn)電架構包含下變頻級，可將RF或微波頻段向下轉換至中頻，以便進(jìn)行基帶處理。無(wú)論最終應用是通信應用、航空航天與國防應用，或是儀器儀表應用，目標頻率都越來(lái)越高，并進(jìn)入了RF和微波頻譜。應對這種情況的一種可行解決方案是使用更多的下變頻級，如圖1所示。而另一種更有效的解決方案是使用集成數字下變頻器(DDC)的RF ADC， 如圖2所示。
圖1. 帶下變頻級的典型接收器模擬信號鏈。
將DDC功能集成至RF ADC中便不需要額外的模擬下變頻級， 并允許RF頻率域中的頻譜直接向下變頻至基帶進(jìn)行處理。RF ADC處理GHz頻率域中頻譜的能力放寬了模擬域中進(jìn)行多次下變頻的要求。DDC的這種功能使頻譜得以保留，同時(shí)允許通過(guò)抽取濾波進(jìn)行過(guò)濾，這樣還能提供改善帶內動(dòng)態(tài)范圍 （增加SNR）的優(yōu)勢。有關(guān)該話(huà)題的更詳細討論可參見(jiàn)："祖父時(shí)代的ADC已成往事," 以及"千兆采樣ADC確保直接RF變頻." 這些文章進(jìn)一步討論了 AD9680和 AD9625，以及它們的DDC功能。
圖2. 使用RF ADC（集成DDC）的接收器信號鏈。
本文主要關(guān)注AD9680（以及 AD9690, AD9691 和 AD9684)中的DDC功能。為了理解DDC功能，并了解當ADC中集成了DDC時(shí)如何分析輸出頻譜，我們將以AD9680-500為例。ADI 網(wǎng)站上的折折頻工具將作為輔助工具使用。這款使用簡(jiǎn)單但功能強大的工具可用來(lái)幫助理解ADC的混疊效應，這是分析集成了DDC的RF ADC（比如AD9680）中輸出頻譜的第一步。
本例中，AD9680-500工作時(shí)的輸入時(shí)鐘為368.64 MHz，模擬輸入頻率為270 MHz。首先，理解AD9680中數字處理模塊的設置很重要。AD9680將設為使用數字下變頻器(DDC)，其輸入為實(shí)數，輸出為復數，數控振蕩器(NCO)調諧頻率設為98 MHz，半帶濾波器1 (HB1)使能，6dB增益使能。由于輸出是復數，因此復數轉實(shí)數模塊禁用。DDC的基本原理圖如下所示。以下內容對于了解如何處理輸入信號音很重要：信號首先通過(guò)NCO，使輸入信號音的頻率偏移，然后通過(guò)抽取模塊，并可選擇性通過(guò)增益模塊，之后再選擇性通過(guò)復數轉實(shí)數模塊。
圖3. AD9680中的DDC信號處理模塊。
從宏觀(guān)上把握信號流過(guò)AD9680也很重要。信號進(jìn)入模擬輸入，通過(guò)ADC內核，進(jìn)入DDC，通過(guò)JESD204B串行器，然后通過(guò)JESD204B串行輸出通道輸出?？梢詤⒁?jiàn)圖4中的AD9680功能框圖。
圖4. AD9680功能框圖。
輸入采樣時(shí)鐘為368.64 MHz，模擬輸入頻率為270 MHz，因此輸入信號將混疊進(jìn)入位于98.64 MHz處的第一奈奎斯特區。輸入頻率的二次諧波將混疊進(jìn)入171.36 MHz處的第一奈奎斯特區，而三次諧波混疊至72.72 MHz。這可以從圖5中折頻工具曲線(xiàn)看出。
圖5. 折頻工具中的ADC輸出頻譜。
圖5中顯示的折頻工具曲線(xiàn)給出了信號通過(guò)AD9680中的DDC 之前，位于A(yíng)DC內核輸出端的信號狀態(tài)。信號通過(guò)AD9680中的第一個(gè)處理模塊是NCO，它會(huì )將頻譜在頻域中向左偏移98 MHz（記住調諧頻率是98 MHz）。這會(huì )將模擬輸入從98.64 MHz下移至0.64 MHz，二次諧波將下移至73.36 MHz，而三次諧波將下移至–25.28 MHz（記住我們觀(guān)察的是復數輸出）。這可以從Visual Analog的FFT曲線(xiàn)中看出，如下文圖6所示。
圖6. 經(jīng)過(guò)DDC后的FFT復數輸出（NCO = 98 MHz，2倍抽?。?。
從圖6中的FFT曲線(xiàn)中可以清楚地看到NCO如何偏移我們在折頻工具中觀(guān)察到的頻率。有意思的是，我們可以在FFT中看到一個(gè)未經(jīng)表達的信號音。然而，這個(gè)信號音真的沒(méi)有經(jīng)過(guò)表達嗎？NCO并不偏移所有頻率。本例中，它將98 MHz的基頻輸入信號音混疊向下偏移至0.64 MHz，并將二次諧波偏移至73.36 MHz，將三次諧波偏移至–25.28 MHz。此外，還有另一個(gè)信號音也發(fā)生了偏移，并出現在86.32 MHz。這個(gè)信號音的來(lái)源是哪里？它是否由于DDC或ADC的信號處理而產(chǎn)生的？答案是：對，也不對。
讓我們更加細致地看一下這個(gè)場(chǎng)景。折頻工具不包含ADC的直流失調。該直流失調導致直流（或0 Hz）處存在信號音。折頻工具假設ADC是理想器件，無(wú)直流失調。在A(yíng)D9680的實(shí)際輸出中，0Hz處的直流失調信號音向下偏移至–98 MHz。由于復數混頻和抽取，直流失調信號音折回實(shí)數頻域中的第一奈奎斯特區。對于信號音偏移進(jìn)入第二奈奎斯特區的復數輸入信號而言，它將會(huì )繞回至實(shí)數頻域中的第一奈奎斯特區。由于使能了抽取，并且抽取率等于2，我們的抽取奈奎斯特區寬度為92.16 MHz（回憶一下：fs = 368.64 MHz，抽取采樣速率為184.32 MHz，奈奎斯特區為92.16 MHz）。直流失調信號音偏移至–98 MHz，為92.16 MHz奈奎斯特區邊界以外5.84 MHz。當該信號音繞回至第一奈奎斯特區時(shí)，它的失調和實(shí)數頻域中的奈奎斯特區邊界相同，即92.16 MHz – 5.84 MHz = 86.32 MHz。這正是我們在上文FFT曲線(xiàn)中看到的信號音！因此，技術(shù)上而言，ADC產(chǎn)生信號（因為它是直流失調），而DDC略微移動(dòng)它。這時(shí)候就需要進(jìn)行良好的頻率規劃。適當的頻率規劃有助于避免此類(lèi)情形。
現在，我們討論了一個(gè)使用NCO和HB1濾波器的示例，其抽取率等于2；讓我們在這個(gè)示例中再加入一點(diǎn)東西?，F在，我們將增加DDC抽取率，以便觀(guān)察頻率折疊效應以及采用較高抽取率和NCO頻率調諧時(shí)的轉換情況。
本例中，我們觀(guān)察采用491.52 MHz輸入時(shí)鐘和150.1 MHz模擬輸入頻率的AD9680-500工作情況。AD9680將設為使用數字下變頻器(DDC)，并采用實(shí)數輸入、復數輸出、NCO調諧頻率為155 MHz、半帶濾波器1(HB1)和半帶濾波器2(HB2)使能（總抽取率等于4）、6 dB增益使能。由于輸出是復數，因此復數轉實(shí)數模塊禁用?；仡檲D3中的DDC基本原理圖，該圖表示信號流過(guò)DDC。同樣，信號首先通過(guò)NCO，偏移輸入信號音的頻率，然后通過(guò)抽取、增益模塊，以及在本例中旁路復數轉實(shí)數模塊。
我們將再次使用折頻工具 來(lái)幫助理解ADC的混疊效應，以便評估模擬輸入頻率和諧波在頻域中的位置。本例中，我們有個(gè)實(shí)數信號，采樣速率為491.52 MSPS，抽取率設為4，輸出復數。在A(yíng)DC的輸出端，采用折頻工具顯示的信號如圖7所示。
圖7. 折頻工具中的ADC輸出頻譜。
輸入采樣時(shí)鐘為491.52 MHz，模擬輸入頻率為150.1 MHz，因此輸入信號將殘留在第一奈奎斯特區。位于300.2 MHz的輸入頻率二次諧波將混疊進(jìn)入191.32 MHz處的第一奈奎斯特區， 而450.3 MHz處的三次諧波混疊進(jìn)入41.22 MHz處的第一奈奎斯特區。這是信號通過(guò)DDC之前ADC輸出端上的信號狀態(tài)。
現在，讓我們看一下信號如何通過(guò)DDC內部的數字處理模塊。我們將查看進(jìn)入每一級的信號，并觀(guān)察NCO如何偏移信號，而抽取過(guò)程隨后又是如何折疊信號的。我們將保持曲線(xiàn)的輸入采樣速率(491.52 MSPS)，fs項與此采樣速率有關(guān)。讓我們觀(guān)察一般過(guò)程，如圖8所示。NCO將向左偏移輸入信號。一旦復數（負頻率）域中的信號偏移超過(guò)–fs/2，就會(huì )折回第一奈奎斯特區。接下來(lái)，信號通過(guò)第一抽取濾波器HB1，抽取率為2。在圖中顯示了抽取過(guò)程，但沒(méi)有顯示濾波器響應，雖然這兩個(gè)操作是同時(shí)發(fā)生的。這是為了簡(jiǎn)單起見(jiàn)。完成第 一次2倍抽取之后，fs/4至fs/2的頻譜轉換為–fs/4至DC的頻率。類(lèi)似地，–fs/2至–fs/4的頻譜轉換為DC至fs/4的頻率。信號現在通過(guò)第二抽取濾波器HB2，它也是2倍抽?。偝槿‖F在等于 4）。fs/8至fs/4的頻譜將轉換為–fs/8至DC的頻率。類(lèi)似地，– fs/4至–fs/8的頻譜將轉換為DC至fs/8的頻率。雖然圖中顯示了抽取，但沒(méi)有顯示抽取濾波操作。
圖8. 抽取濾波器對ADC輸出頻譜的影響—一般示例。
記得上一個(gè)示例中，我們討論了491.52 MSPS輸入采樣速率以及150.1 MHz輸入頻率。NCO頻率為155 MHz，抽取率等于4（由于NCO分辨率，實(shí)際NCO頻率為154.94 MHz）。因此，輸出采樣速率為122.88 MSPS。由于A(yíng)D9680配置為復數混頻，我們需要在分析中包含復數頻率域。圖9顯示了頻率轉換非常繁忙，但如果仔細研究的話(huà)可以看到信號流。
圖9. 抽取濾波器對ADC輸出頻譜的影響—實(shí)際示例。
NCO偏移后的頻譜：
1.基頻從+150.1 MHz下移至–4.94 MHz。
2.基頻鏡像從–150.1 MHz開(kāi)始偏移，并繞回至186.48 MHz。
3.二次諧波從191.32 MHz下移至36.38 MHz。
4.三次諧波從+41.22 MHz下移至–113.72 MHz。
2倍抽取后的頻譜：
1.基頻停留在–4.94 MHz。
2.基頻鏡像向下轉換至–59.28 MHz，并由HB1抽取濾波器衰減。
3.二次諧波停留在36.38 MHz。
4.三次諧波由HB1抽取濾波器大幅衰減。
4倍抽取后的頻譜：
1.基頻停留在–4.94 MHz。
2.基頻鏡像停留在–59.28 MHz。
3.二次諧波停留在-36.38 MHz。
4.過(guò)濾三次諧波，并由HB2抽取濾波器幾乎完全消除。圖9.
現在，來(lái)看看AD9680-500的實(shí)際測量?？梢钥吹交l位于–4.94 MHz ?；l鏡像位于–59.28 MHz ，幅度為–67.112 dBFS，意味著(zhù)鏡像衰減了大約66 dB。二次諧波位于36.38 MHz。注意，VisualAnalog無(wú)法正確找到諧波頻率，因為它不解析NCO頻率和抽取率。
圖10. 信號經(jīng)過(guò)DDC后的FFT復數輸出曲線(xiàn)（NCO = 155 MHz，4倍抽?。?。
如果DDC設為實(shí)數輸入和復數輸出，并且NCO頻率為155 MHz（實(shí)際是154.94 MHz），那么從FFT中可以看出AD9680- 500的輸出頻譜，而抽取率為4。我鼓勵大家了解信號流程圖，理解頻譜是如何偏移和轉換的。我還鼓勵大家詳細了解本文中的示例，以便理解DDC對于A(yíng)DC輸出頻譜的影響。我建議打印圖8 并隨時(shí)參考，供分析AD9680 、AD9690 、 AD9691和AD9684的輸出頻譜時(shí)使用。支持這些產(chǎn)品時(shí)，我遇到了很多人們認為無(wú)法解釋的ADC輸出頻譜相關(guān)的頻率問(wèn)題。然而一旦完成了分析，并通過(guò)NCO和抽取濾波器分析了信號流，之前認為無(wú)法解釋的頻譜雜散便可以證明它們實(shí)際上是確實(shí)應當存在的信號。我希望，通過(guò)閱讀和學(xué)習本文，下次碰到集成DDC的ADC時(shí)，您可以更有準備地處理問(wèn)題。敬請關(guān)注第二部分—我們將從其它方面繼續討論DDC，以及如何仿真它的行為。我們將討論ADC混疊導致的抽取濾波器響應，將會(huì )提供更多示例，并使用Virtual Eval來(lái)觀(guān)察AD9680中的DDC工作情況及其對ADC輸出頻譜的影響。
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