在本文第一部分 《數字下變頻器的發(fā)展和更新——第一部分》 中，我們討論了在更高頻率的RF頻段中進(jìn)行頻率采樣的行業(yè)趨勢以及數字下變頻器(DDC)如何支持此類(lèi)無(wú)線(xiàn)電架構。文中對AD9680系列產(chǎn)品所含DDC的幾個(gè)技術(shù)方面進(jìn)行了探討。其中一個(gè)方面就是，更高的輸入采樣帶寬允許無(wú)線(xiàn)電架構在更高的RF頻率下直接采樣，并將輸入信號直接轉換為基帶。DDC可使RF采樣ADC對此類(lèi)信號進(jìn)行數字化，而無(wú)需處理大量的數據吞吐量。DDC中的調諧和抽取濾波機制可以用來(lái)調整輸入頻帶和濾除干擾頻率。

 

在第一部分中我們分析了一個(gè)示例，利用DDC中的NCO和抽取濾波來(lái)觀(guān)察DDC中頻率折疊和轉換效果的影響?，F在我們進(jìn)一步分析抽取濾波，以及ADC混疊如何影響抽取濾波的有效響應。同樣，我們將以AD9680 為例進(jìn)行討論。我們對抽取濾波器響應進(jìn)行了歸一化，使其便于查看和理解，并且可應用于每個(gè)速度等級。抽取濾波器響應僅與采樣速率成比例。本文的濾波器響應圖并沒(méi)有確切具體地提供插入損耗與頻率之間的關(guān)系，而是形象地描繪了該濾波器的近似響應情況。通過(guò)這些示例可以更好地了解抽取濾波器響應，以便大致了解濾波器通帶和阻帶所處的位置。

 

如前所述，AD9680具有四個(gè)DDC，各含一個(gè)NCO，多達四個(gè)級聯(lián)的半帶（HB）濾波器（亦稱(chēng)為抽取濾波器），一個(gè)可選性6 dB增益模塊以及一個(gè)可選復數轉實(shí)數模塊，如圖1所示。我們曾在第一部分討論過(guò)，信號首先通過(guò)NCO，使輸入信號音的頻率偏移，然后通過(guò)抽取模塊，也可選擇通過(guò)增益模塊，以及選擇通過(guò)復數轉實(shí)數模塊。

 

圖1. AD9680中的DDC信號處理模塊。

 

首先我們將討論在A(yíng)D9680中使能復數轉實(shí)數模塊時(shí)DDC抽取濾波器的情況。這意味著(zhù)DDC將配置為接受實(shí)數輸入和產(chǎn)生實(shí)數輸出。在A(yíng)D9680中，復數轉實(shí)數模塊會(huì )使輸入頻率自動(dòng)向上偏移fS/4。圖2所示為HB1濾波器的低通響應。這是HB1響應，顯示了實(shí)數和復數域響應部分。若要了解濾波器的實(shí)際運作，首先要觀(guān)察濾波器在實(shí)數域和復數域內的基本響應，從而可以觀(guān)察到低通響應。HB1濾波器有一個(gè)通帶占實(shí)數奈奎斯特區的38.5%。還有一個(gè)阻帶也占實(shí)數奈奎斯特區的38.5%，其過(guò)渡帶占剩余的23%。同樣，在復數域，通帶和阻帶各占復數奈奎斯特區的38.5%（共77%），而過(guò)渡帶占剩余的23%。如圖2所示，濾波器是位于實(shí)數域和復數域之間的一個(gè)鏡像。

 

圖2. HB1濾波器響應—實(shí)數域和復數域響應。

 

現在我們可以觀(guān)察到，通過(guò)使能復數轉實(shí)數模塊將DDC置為實(shí)數模式時(shí)會(huì )發(fā)生什么情況。使能復數轉實(shí)數模塊會(huì )導致頻域中出現fS/4的偏移。如圖3所示，可看到頻移和產(chǎn)生的濾波器響應。注意該濾波器響應的實(shí)線(xiàn)和虛線(xiàn)。實(shí)線(xiàn)和陰影區表示這是fS/4頻移后新的濾波器響應（產(chǎn)生的濾波器響應不能跨越奈奎斯特邊界）。虛線(xiàn)用來(lái)顯示若未進(jìn)入奈奎斯特邊界本該存在的濾波器響應。

 

圖3. HB1濾波器響應—DDC實(shí)數模式（復數轉實(shí)數模塊使能）。

 

注意，在圖2和圖3中，HB1濾波器的帶寬保持不變。兩者之間的區別是fS/4頻移和第一奈奎斯特區內的中心頻率。然而應注意，在圖2中，我們將奈奎斯特區的38.5%用于信號的實(shí)數部分，另38.5%用于信號的復數部分。在圖3中，復數轉實(shí)數模塊已使能，奈奎斯特區的77%均用于實(shí)數信號，而復數域已被丟棄。除了fS/4頻移之外，過(guò)濾器響應保持不變。還應注意，該轉換的一個(gè)結果是：抽取率此時(shí)等于1。有效采樣速率仍然是fS，但奈奎斯特區內僅有77%的可用帶寬，而不是整個(gè)奈奎斯特區均可用。這意味著(zhù)，當HB1濾波器和復數轉實(shí)數模塊使能時(shí)，抽取率等于1（更多信息請參閱AD9680數據手冊）。

 

下面我們來(lái)看看濾波器在不同抽取率（即，使能多個(gè)半帶濾波器）的響應，以及ADC輸入頻率混疊對有效的抽取濾波器響應有何影響。圖4中的藍色實(shí)線(xiàn)表示HB1的實(shí)際頻率響應。虛線(xiàn)則表示因ADC混疊效應所產(chǎn)生的HB1有效混疊響應。由于第二、第三、第四……奈奎斯特區的輸入頻率實(shí)際上混疊到ADC的第一奈奎斯特區，因此HB1濾波器響應有效地混疊到這些奈奎斯特區。例如，一個(gè)駐留在3fS/4的信號將混疊到第一奈奎斯特區的fS/4。HB1濾波器響應僅駐留在第一奈奎斯特區，并且是ADC混疊導致了HB1的有效響應看起來(lái)像是混疊到其他奈奎斯特區，理解這一點(diǎn)非常重要。

 

圖4. ADC混疊導致的HB1有效濾波器響應。

 

現在我們來(lái)討論HB1 + HB2使能的情況。其結果會(huì )使抽取率為2。這里的藍色實(shí)線(xiàn)也表示HB1 + HB2濾波器的實(shí)際頻率響應。濾波器通帶的中心頻率仍是fS/4。HB1 + HB2使能將導致可用帶寬占奈奎斯特區的38.5%。同樣，請注意ADC的混疊效應及其對HB1 + HB2濾波器組合的影響。一個(gè)出現在7fS/8的信號將混疊到第一奈奎斯特區的fS/8。類(lèi)似的，一個(gè)5fS/8的信號將混疊到第一奈奎斯特區的3fS/8。這些復數轉實(shí)數模塊使能的示例可以從含有HB1 + HB2很方便地擴展到含有HB3和HB4濾波器二者或其中之一。注意，當DDC使能時(shí)，HB1濾波器不可旁通，而HB2、HB3和HB4濾波器可選擇使能。

 

圖5. ADC混疊導致的HB1+HB2有效濾波器響應（抽取率=2）。

 

我們已經(jīng)討論了抽取濾波器使能時(shí)的實(shí)數工作模式，現在我們可以探討DDC的復數工作模式。仍以AD9680為例。與DDC的實(shí)數工作模式類(lèi)似，這里將展示歸一化的抽取濾波器響應。同樣，示例濾波器響應圖中沒(méi)有確切表明插入損耗與頻率之間的具體關(guān)系，而是形象地描繪了該濾波器的近似響應。這樣做是為了便于更好地了解ADC混疊如何影響濾波器響應。

 

在復數模式中使用DDC時(shí)，它配置為具有一個(gè)復數輸出，由實(shí)數和復數頻域（通常稱(chēng)為I和Q）構成?；仡檲D2可知，HB1濾波器具有低通響應，通帶為實(shí)數奈奎斯特區的38.5%。還有一個(gè)阻帶也占實(shí)數奈奎斯特區的38.5%，其過(guò)渡帶占剩余的23%。同樣，在復數域，通帶和阻帶各占復數奈奎斯特區的38.5%（共77%），而過(guò)渡帶占剩余的23%。

 

當HB1濾波器使能，在復數輸出模式下操作DDC時(shí)，抽取率等于二，輸出采樣速率為輸入采樣時(shí)鐘的二分之一。擴展圖2中的曲線(xiàn)可顯示出圖6所示的ADC混疊的影響。其中的藍色實(shí)線(xiàn)表示實(shí)際濾波器響應，藍色虛線(xiàn)則表示因ADC混疊效應所產(chǎn)生的濾波器的有效混疊響應。7fS/8的輸入信號將混疊到第一奈奎斯特區的fS/8，使其位于HB1濾波器的通帶內。同一信號的復數鏡像駐留于–7fS/8，并將在復數域混疊到–fS/8，使其位于復數域的HB1濾波器通帶內。

 

圖6. ADC混疊導致的HB1有效濾波器響應（抽取率=2）—復數。

 

接下來(lái)，我們將討論HB1 + HB2使能的情況，如圖7所示。其結果會(huì )使得每個(gè)I和Q輸出的抽取率為4。這里的藍色實(shí)線(xiàn)也表示HB1 +HB2濾波器的實(shí)際頻率響應。HB1 + HB2濾波器同時(shí)使能將導致每個(gè)實(shí)數和復數域中的可用帶寬為抽取奈奎斯特區的38.5%（fS/4的38.5%，其中fS為輸入采樣時(shí)鐘）。請注意ADC的混疊效應及其對HB1 + HB2濾波器組合的影響。一個(gè)出現在15fS/16的信號將混疊到第一奈奎斯特區的fS/16。該信號在復數域的–15fS/16有一個(gè)復數鏡像，并將混疊到復數域第一奈奎斯特區的–fS/16。同理，這些示例也可以擴展到HB3和HB4均使能的情況。本文中并未顯示這些內容，但根據圖7所示的HB1 + HB2響應很容易推算出來(lái)。

 

圖7. ADC混疊導致的HB1 + HB2有效濾波器響應（抽取率=4）—復數。

 

看到所有這些抽取濾波器響應，您的腦海里可能會(huì )有這樣的問(wèn)題："我們?yōu)槭裁匆槿。?quot;以及"這樣做有什么好處？"不同的應用具有不同的要求，而這些要求可以從ADC輸出數據的抽取中獲利。其中一個(gè)原因是要增大RF頻帶中某段狹窄頻帶上的信噪比。另一個(gè)原因是為了使處理帶寬更小，這樣可使JESD204B接口的輸出通道速率降低，從而便于使用低成本的FPGA。通過(guò)使用全部四個(gè)抽取濾波器，DDC可實(shí)現處理增益，并使SNR改善達10 dB。在表1中，我們可以看到當DDC工作于實(shí)數模式和復數模式時(shí)，不同的抽取濾波器選擇所提供的可用帶寬、抽取率、輸出采樣速率和理想SNR改善情況。

 

表1. DDC濾波器特性(AD9680)

 

關(guān)于DDC工作模式的討論有助于深入了解AD9680中抽取濾波器的實(shí)數工作模式和復數工作模式。采用抽取濾波可提供多個(gè)好處。DDC可工作于實(shí)數模式或復數模式，允許用戶(hù)根據特定應用的需求采用不同的接收器拓撲。結合第一部分所述的內容，還有助于探討采用AD9680的一個(gè)真實(shí)示例。該示例將綜合實(shí)測數據和Virtual Eval中導出的仿真數據，以便于比較結果。

 

在此例中我們將采用在第一部分中曾使用的相同條件。輸入采樣 速率為491.52 MSPS，輸入頻率為150.1 MHz。NCO頻率為155 MHz， 抽取率設為4（由于NCO分辨率，實(shí)際NCO頻率為154.94 MHz）。因 此，輸出采樣速率為122.88 MSPS。由于DDC進(jìn)行復數混頻，因此 分析中包含復數頻域。注意，圖8中添加了抽取濾波器的響應， 以深紫色曲線(xiàn)表示。

 

圖8. 信號通過(guò)DDC信號處理模塊—抽取濾波。

 

NCO偏移后的頻譜：

 

1.基頻從+150.1 MHz下移至–4.94 MHz。

2.基頻鏡像從–150.1 MHz開(kāi)始偏移，并繞回至+186.48 MHz。

3.二次諧波從191.32 MHz下移至36.38 MHz。

4.三次諧波從+41.22 MHz下移至–113.72 MHz。

 

2倍抽取后的頻譜：

 

1.基頻位于–4.94 MHz。

2.基頻鏡像向下轉換至–59.28 MHz，并由HB1抽取濾波器衰減。

3.二次諧波位于36.38 MHz。

4.三次諧波由HB1抽取濾波器衰減。

 

4倍抽取后的頻譜：

 

1.基頻位于–4.94 MHz。

2.基頻鏡像位于–59.28 MHz，并由HB2抽取濾波器衰減。

3.二次諧波位于-36.38 MHz，并由HB2抽取濾波器衰減。

4.三次諧波經(jīng)過(guò)濾波，基本由HB2抽取濾波器完全消除。

 

AD9680-500的實(shí)測結果如圖9所示?；l位于–4.94 MHz?；l鏡像位于–59.28 MHz，幅度為–67.112 dBFS，意味著(zhù)鏡像衰減了大約66 dB。二次諧波位于36.38 MHz，并衰減了大約10至15 dB。三次諧波經(jīng)過(guò)充分濾波，實(shí)測結果不高于噪底。

 

圖9. 信號經(jīng)過(guò)DDC后的FFT復數輸出（NCO = 155 MHz，4倍抽?。?。

 

現在可使用Virtual Eval來(lái)觀(guān)察仿真結果與實(shí)測結果的對比情況。首先，從網(wǎng)站上打開(kāi)該工具，并選擇要仿真的ADC（見(jiàn)圖10）。Virtual Eval工具在A(yíng)DI網(wǎng)站的Virtual Eval下。Virtual Eval中的AD9680模型含有一項新開(kāi)發(fā)的功能，允許用戶(hù)仿真不同的ADC速度等級。由于此示例使用了AD9680-500，所以該功能很重要。Virtual Eval加載后，首先提示選擇產(chǎn)品類(lèi)別和產(chǎn)品。注意，Virtual Eval中不僅涵蓋高速ADC，而且包含精密ADC、高速DAC以及集成/專(zhuān)用轉換器這些產(chǎn)品。

 

圖10. Virtual Eval中的產(chǎn)品類(lèi)別和選型。

 

從產(chǎn)品列表中選擇AD9680。這將會(huì )打開(kāi)AD9680仿真的主頁(yè)。VirtualEval中的AD9680模型還含有一個(gè)框圖，詳細介紹了ADC模擬功能和數字功能的內部配置。該框圖與AD9680數據手冊中的框圖相同。在此頁(yè)面的左側下拉菜單中選擇所需的速度等級。對于本例，速度等級選擇500 MHz，如圖11所示。

 

圖11. Virtual Eval中的AD9680速度等級選擇和框圖。

 

然后，為了執行FFT仿真，必須設定輸入條件（見(jiàn)圖12）?；仡櫼幌?，本例的測試條件包含一個(gè)491.52 MHz的時(shí)鐘速率和一個(gè)150MHz的輸入頻率。DDC使能，NCO頻率設為155 MHz，ADC輸入設為Real（實(shí)數），復數轉實(shí)數模塊(C2R)為Disabled（禁用），DDC抽取率設為Four（4），DDC中的6 dB增益為Enabled（使能）。這意味著(zhù)DDC將設為具有實(shí)數輸入信號和復數輸出信號，并且抽取率為4。DDC中的6 dB增益使能是為了補償DDC中混頻處理所導致的6 dB損耗。Virtual Eval每次只能顯示噪聲或失真其中一種結果，因此文中列出兩個(gè)圖表，分別用來(lái)顯示噪聲結果（圖12）和失真結果（圖13）。

 

圖12. Virtual Eval中的AD9680 FFT仿真—噪聲結果。

 

圖13. Virtual Eval中的AD9680 FFT仿真—失真結果。

 

Virtual Eval中可顯示許多性能參數。該工具可提供基頻鏡像的位置以及各諧波位置，這對于頻率規劃非常方便。還允許用戶(hù)查看基頻鏡像或任何諧波信號音是否出現在所需的輸出頻譜內，從而使得頻率規劃更輕松。Virtual Eval仿真得出SNR值為71.953 dBFS，SFDR為69.165 dBc。但需考慮一下，基頻鏡像通常不會(huì )出現在輸出頻譜中，如果我們消除雜散信號，那么SFDR為89.978 dB（若參考的輸入功率是–1 dBFS，則為88.978 dBc）。

 

圖14. AD9680 FFT測量結果。

 

Virtual Eval仿真器在計算SNR時(shí)不包括基頻鏡像。請務(wù)必調整VisualAnalog™中的設置，忽略測量結果中的基頻鏡像，以得到正確的SNR。該方法適用于對基頻鏡像不在所需頻帶內的情況進(jìn)行頻率規劃。SNR的實(shí)測結果為71.602 dBFS，非常接近于Virtual Eval中的仿真結果71.953 dBFS。與之類(lèi)似，實(shí)測的SFDR為91.831 dBc，非常接近于仿真結果88.978 dBc。

 

Virtual Eval能夠準確地預測硬件行為，表現極為出色。您只需一把舒適的椅子，一杯熱茶或咖啡，即可預測出器件行為。特別是對于帶有DDC的ADC（如AD9680），Virtual Eval能夠很好地仿真ADC的各種性能（包括鏡像和諧波），便于用戶(hù)進(jìn)行頻率規劃，并且盡可能將這些干擾信號保持在頻帶外。隨著(zhù)載波聚合和直接射頻采樣得到越來(lái)越多的應用，工具箱內備有類(lèi)似于Virtual Eval的工具將會(huì )使您的工作得心應手。此類(lèi)工具能夠準確地預測ADC性能，幫助系統設計人員為某些應用（如通信系統、軍事/航空航天雷達系統以及許多其他類(lèi)型的應用）設計進(jìn)行適當的頻率規劃。建議您充分利用ADI新一代ADC器件的數字信號處理功能優(yōu)勢。同時(shí)建議您使用Virtual Eval來(lái)規劃您的下一個(gè)設計，提前構想預期性能。

 

 

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