【導讀】惡劣環(huán)境是電機控制或電磁閥控制應用中的許多電氣系統必須面對的現實(shí)?？刂齐姍C和電磁閥的電子裝置需要非常接近使終端應用發(fā)生物理運動(dòng)的高電流和電壓。
惡劣環(huán)境是電機控制或電磁閥控制應用中的許多電氣系統必須面對的現實(shí)?？刂齐姍C和電磁閥的電子裝置需要非常接近使終端應用發(fā)生物理運動(dòng)的高電流和電壓。除了近距離外，這些系統常常會(huì )進(jìn)行維修(例如，雇傭技工更改洗碗機電磁閥的控制器板)，這就為非故意的接線(xiàn)錯誤留下了可能性。接近高電流和電壓，加上接線(xiàn)不當的可能性，要求設計需要考慮過(guò)壓保護。
為了構建高效安全的系統，須使用精密電流檢測放大器來(lái)監控這些應用中的電流。精密放大器電路設計需要防止過(guò)壓影響，但這種保護電路可能會(huì )影響放大器的精度。適當地設計、分析和驗證電路，可以在保護和精度之間達成平衡。本文討論兩種常見(jiàn)保護電路，以及這些電路的實(shí)施會(huì )如何影響電流檢測放大器的精度。
電流檢測放大器
大部分電流檢測放大器可處理高共模電壓(CMV)，但不能處理高差分輸入電壓。在某些應用中，存在分流器的差分輸入電壓超過(guò)放大器的額定最大電壓的情況。這在工業(yè)和汽車(chē)電磁閥控制應用(圖1)中很常見(jiàn)，短路可能會(huì )引發(fā)故障，將電流檢測放大器暴露于高差分輸入電壓(其可能達到與電池相同的電位)之下。這種差分過(guò)壓可能會(huì )損壞放大器，尤其是在沒(méi)有保護電路的情況下。
圖1. 電磁閥控制應用中的高端電流檢測
過(guò)壓保護電路
圖2顯示電流檢測放大器的過(guò)壓保護基本連接。當差分輸入電壓超過(guò)指定放大器的最大額定值時(shí)，放大器就可能會(huì )將電流拉入內部保護二極管。若輸入引腳之間存在大差分電壓信號，則額外的串聯(lián)電阻R1和R2可防止大電流流入內部保護二極管。
圖2. 基本過(guò)壓保護電路
保護電路能夠承受的最大額定電壓和最大輸入電流隨器件而不同。一般經(jīng)驗法則是，流過(guò)內部差分保護二極管的電流應以3 mA為限，除非規格書(shū)指明可接受更大的電流值。將該值代入以下等式，計算R1和R2的值：
其中：VIN_MAX是預計最大差分電壓。VRATED_MAX是最大額定電壓(0.7 V)。R是總串聯(lián)電阻(R1 + R2)。例如，假設預計最大瞬態(tài)輸入電壓為10 V，則等式為：
如果R = 3.1 kΩ，則根據等式1，R1和R2 = 1.55 kΩ。R1和R2的這些數值非常大，考慮到特定放大器的輸入阻抗，R1和R2會(huì )對總系統性能貢獻較大誤差。
降低R1和R2的一種方法是在輸入引腳增加電流能力更高的外部保護二極管，如圖3所示。
圖3. 外置輸入差分保護二極管的過(guò)壓保護電路
例如，使用Digi-Key B0520LW-7-F肖特基二極管時(shí)(該二極管可處理高達500 mA正向電流)，R值降低至20 ?。
系統性能的權衡
在放大器輸入端加入串聯(lián)電阻可能會(huì )降低某些性能參數。某些放大器中，R1和R2與內部精密電阻串聯(lián)。在其他放大器中，失調電流與電阻一同產(chǎn)生失調電壓。更有可能受影響的參數是增益誤差、共模抑制比(CMRR)和失調電壓。
為了研究串聯(lián)電阻的潛在影響，測量了兩款電流檢測放大器，其輸入引腳均配置有保護電阻。評估增益誤差、CMRR和失調電壓的測試設置如圖4所示。該設置采用Agilent E3631A電源向器件提供5 V單電源，采用Yokogawa GS200精密直流源產(chǎn)生差分輸入電壓信號，采用HAMEG HMP4030設置CMV，采用Agilent 3458A精密萬(wàn)用表測量電流檢測放大器的輸出電壓。
圖4. 評估增益誤差、CMRR和失調電壓的測試設置
評估AD8210和AD8418以便測量額外串聯(lián)電阻對器件增益誤差、CMRR和失調電壓參數的影響。
增益誤差
當串聯(lián)電阻與放大器輸入端串聯(lián)時(shí)，它們與放大器的差分輸入阻抗一起構成一個(gè)電阻分壓器。該電阻分壓器引入一個(gè)衰減，其作為額外增益誤差出現在電路中。放大器的差分輸入阻抗越低，該額外增益誤差越大。
表1顯示AD8210經(jīng)計算得到的額外增益誤差和實(shí)際增益誤差。分別在帶與不帶保護電路的情況下測試AD8418。表2顯示該放大器經(jīng)計算得到的額外增益誤差和實(shí)際增益誤差。
實(shí)測結果是，AD8418增益誤差偏移0.013%，而AD8210偏移0.497%。AD8418和AD8210的輸入阻抗分別是150 kΩ和2 kΩ，因此，AD8418引入的誤差會(huì )遠小于A(yíng)D8210。
共模抑制比
由于電流檢測放大器經(jīng)常暴露在高CMV的環(huán)境中，因此CMRR是最重要的規格參數之一。CMRR衡量器件抑制高CMV和獲得最優(yōu)精度與性能的能力。即放大器的兩個(gè)輸入端施加相等電壓時(shí)，所測得的輸出電壓變化。CMRR定義為差分增益與共模增益之比，通常以dB表示。
使用以下等式計算兩個(gè)放大器的CMRR值：
其中：ADM為AD8210和AD8418的差分增益(ADM = 20)。ACM為共模增益ΔVOUT/ΔVCM。
當串聯(lián)電阻與放大器輸入端串聯(lián)時(shí)，串聯(lián)電阻的失配會(huì )加到內部電阻的失配上，這會(huì )影響CMRR。
電流檢測放大器AD8210和AD8418的CMRR測量結果分別如表3和表4所示。
結果表明，額外外部串聯(lián)電阻的影響是AD8418 CMRR降低，而對AD8210 CMRR的影響相對較小。AD8418變?yōu)?9 dB，AD8210則幾乎保持不變(94 dB)。對于固定增益器件，AD8418和AD8210的共模阻抗相對較高，分別為750 kΩ和5 MΩ。
表1. AD8210增益誤差
表2. AD8418增益誤差
表3. AD8210 CMRR性能(增益為20)
表4. AD8418 CMRR性能(增益為20)
表5. 由輸入失調電流和外部阻抗引起的AD8210額外失調電壓
表6. 由輸入失調電流和外部阻抗引起的AD8418額外失調電壓
失調電壓
當偏置電流流過(guò)外部電阻時(shí)，會(huì )產(chǎn)生一個(gè)與器件固有失調電壓串聯(lián)的誤差電壓。為了計算這一額外的失調電壓誤差，可將輸入失調電流(IOS，兩個(gè)輸入偏置電流之差)乘以輸入引腳上的外部阻抗，如以下等式所示：
其中：IOS為輸入失調電流。R為額外外部阻抗?；贏(yíng)D8210和AD8418電流檢測放大器測量結果的失調電壓增加量分別如表5和表6所示。
結果顯示，AD8418失調電壓的增加量大于A(yíng)D8210失調電壓的增加量。這是由AD8418約為100 μA的輸入失調電流引起的。輸入引腳串聯(lián)的任何額外阻抗都會(huì )與輸入失調電流結合，產(chǎn)生額外失調電壓誤差。
結論
在輸入引腳上增加額外的串聯(lián)電阻是保護電流檢測放大器免受過(guò)壓影響的簡(jiǎn)單方法?？梢詼y量對增益誤差、CMRR和失調電壓等性能指標的影響，這些影響與外部電阻的幅度和所用的電流檢測放大器類(lèi)型直接相關(guān)。若設計得當，電路會(huì )改善應用的差分輸入電壓額定值，而元件數量增加非常有限，對精度的影響也非常小。
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