【導讀】為汽車(chē)電子系統供電時(shí)，不但需要滿(mǎn)足高可靠性要求，還需要應對相對不太穩定的電池電壓，具有一定挑戰性。與車(chē)輛電池連接的電子和機械系統具有差異性，可能導致標稱(chēng)12 V電源出現大幅電壓偏移。事實(shí)上，在一定時(shí)間段內，12 V電源的變化范圍為–14 V至+35 V，且可能出現+150 V至–220 V的電壓峰值。其中有些浪涌和瞬變在日常使用中出現，其他則是因為故障或人為錯誤導致。無(wú)論起因為何，它們對汽車(chē)電子系統造成的損害難以診斷，修復成本也很高昂。
通過(guò)總結上個(gè)世紀的經(jīng)驗，汽車(chē)制造商對會(huì )干擾運行、造成損壞的電子狀況和瞬變進(jìn)行了分類(lèi)。國際標準化組織(ISO)對這些行業(yè)知識進(jìn)行編譯，制定出適用于道路車(chē)輛的ISO 16750-2和ISO 7367-2規范。汽車(chē)電子控制單元(ECU)使用的電源至少應該能夠承受這些狀況，且不造成損壞。至于關(guān)鍵系統，則必須保持其功能性和容差。這需要電源能夠通過(guò)瞬變調節輸出電壓，以保持ECU運行。理想情況下，完整的電源解決方案無(wú)需使用保險絲，可以最大限度降低功耗，且采用低靜態(tài)電流，在不耗盡電池電量的情況下，支持系統始終保持開(kāi)啟。
ISO 16750-2汽車(chē)電子系統面臨的狀況
ADI公司發(fā)布了多份刊物，詳細介紹ISO 7367-2和ISO 16750-2規范，以及如何使用 LTspice®模擬這些規范。1,2,3,4
在最近的迭代中，ISO 7367-2電磁兼容規范主要介紹來(lái)自相對較高的阻抗源（2 Ω至50 Ω）的大幅度(>100 V)、短時(shí)持續（150 ns至2 ms）瞬變。這些電壓峰值通?？梢允褂脽o(wú)源組件消除。圖1顯示定義的ISO 7367-2脈沖1，以及增加的330 μF旁路電容。電容將尖峰幅度從–150 V降低至–16 V，完全在反向電池保護電路支持的范圍內。ISO 7367-2脈沖2a、3a和3b的能耗遠低于脈沖1，所需的抑制電容也更少。
圖1.ISO 7367-2：帶和不帶330 μF旁路電容的脈沖1。
ISO 16750-2主要介紹來(lái)自低阻抗源的長(cháng)脈沖。這些瞬變無(wú)法輕松過(guò)濾，通常需要使用基于穩壓器的主動(dòng)式解決方案。一些更具挑戰性的測試包括：負載突降（測試4.6.4）、電池反接（測試4.7）、疊加交變電壓測試（測試4.4），以及發(fā)動(dòng)機啟動(dòng)工況（測試4.6.3）。圖2顯示了這些測試脈沖的視圖。ISO 16750-2中所示條件的差異性，加上ECU對電壓和電流的要求，通常需要合并使用這些方案，以滿(mǎn)足所有要求。
圖2.一些更嚴格的ISO 16750-2測試的概述。
負載突降
負載突降（ISO 16750-2：測試4.6.4）屬于嚴重的瞬態(tài)過(guò)壓，模擬電池斷開(kāi)，但交流發(fā)電機提供大量電流的情況。負載突降期間的峰值電壓被分為受抑制電壓或未受抑制電壓，由3相交流發(fā)電機的輸出是否使用雪崩二極管來(lái)決定。受抑制的負載突降脈沖限制在35 V，不受抑制的脈沖峰值范圍則為79 V至101 V。無(wú)論是哪種情況，因為交流發(fā)電器定子繞組中存儲了大量電磁能量，所以可能需要400 ms進(jìn)行恢復。雖然大部分汽車(chē)制造商使用雪崩二極管，但隨著(zhù)人們對可靠性的要求不斷增高，使得一些制造商要求ECU的峰值負載突降電壓必須接近未受抑制情況下的電壓。
解決負載突降問(wèn)題的解決方案之一就是添加瞬變電壓抑制器(TVS)二極管，從局部箝位ECU電源。更緊湊、容差更嚴格的方法則是使用主動(dòng)浪涌抑制器，例如 LTC4364，該抑制器以線(xiàn)性方式控制串接的N通道MOSFET，將最大輸出電壓箝位至用戶(hù)配置的水平（例如，27 V）。浪涌抑制器可以幫助斷開(kāi)輸出，支持可配置限流值和欠壓鎖定，且可使用背靠背NFET提供通常需要的反向電池保護。
對于線(xiàn)性穩壓功率器件，例如浪涌抑制器，存在的隱患在于，在負載突降期間限制輸出電壓，或者在短路輸出期間限制電流時(shí)，N通道MOSFET可能功耗較大。功率MOSFET的安全工作區域(SOA)限制最終會(huì )限制浪涌抑制器能夠提供的最大電流。它還給出了在N通道MOSFET必須關(guān)閉，以避免造成損壞之前，必須保持穩壓的時(shí)長(cháng)限制（通常使用可配置定時(shí)器引腳設置）。這些SOA導致的限制隨著(zhù)工作電壓升高變得更加嚴重，增加了浪涌抑制器在24 V和48 V系統中使用的難度。
更具擴展性的方法使用降壓穩壓器，該穩壓器可在42 V輸入下運行，例如 LT8640S。開(kāi)關(guān)穩壓器與線(xiàn)性穩壓器不同，并無(wú)MOSFET SOA限制，但顯然它更加復雜。降壓穩壓器的效率支持實(shí)施大電流操作，其頂部開(kāi)關(guān)則允許輸出斷開(kāi)，并支持電流限制。至于降壓穩壓器靜態(tài)電流問(wèn)題，已由最新一代器件解決，這些器件僅消耗幾微安電流，在無(wú)負載條件下也保持穩壓。通過(guò)使用Silent Switcher®技術(shù)和展頻技術(shù)，開(kāi)關(guān)噪聲問(wèn)題也得到大幅改善。
此外，有些降壓穩壓器能按100%占空比運行，保證頂部開(kāi)關(guān)持續開(kāi)啟，通過(guò)電感將輸入電壓傳輸到輸出。在過(guò)壓或過(guò)流條件下，會(huì )觸發(fā)開(kāi)關(guān)操作，以分別限制輸出電壓或電流。這些降壓穩壓器（例如 LTC7862）作為開(kāi)關(guān)浪涌抑制器使用，實(shí)現低噪聲、低損耗操作，同時(shí)保持開(kāi)關(guān)模式電源的可靠性。
反向電壓
當電池終端或跳線(xiàn)因為操作員故障反向連接時(shí)，會(huì )發(fā)生反向電壓條件（也稱(chēng)為反向電池條件）。相關(guān)的ISO 16750-2脈沖（測試4.7）反復對DUT施加–14 V電壓，每次60秒。關(guān)于此測試，有些制造商增加了自己的動(dòng)態(tài)版本，在突然施加反向偏置(–4 V)之前，先起始地為此器件供電（例如，VIN = 10.8 V) 。
快速研究數據手冊后發(fā)現，很少有IC設計可以接受反向偏置，其中IC的絕對最小引腳電壓一般限制在–0.3 V。低于地的電壓如果超過(guò)一個(gè)二極管的電壓，會(huì )導致額外電流流過(guò)內部結，例如ESD保護器件和功率MOSFET的體二極管。在反向電池條件下，極化旁路電容（例如鋁電解電容）也可能受到損壞。
肖特基二極管可以防止反向電流，但在正常運行期間，正向電流更高時(shí)，這種方法會(huì )導致更大功耗。圖3所示為基于串接P通道MOSFET的簡(jiǎn)單保護方案，這種方案可以降低功耗損失，但在低輸入電壓下（例如，發(fā)動(dòng)機啟動(dòng)），因為器件閾值電壓的原因，這種方案可能無(wú)法順暢運行。更加有效的方法是使用理想的二極管控制器（例如 LTC4376），以驅動(dòng)串行N通道MOSFET，該MOSFET在負電壓時(shí)切斷輸入電壓。正常運行期間，理想二極管控制器調節N通道MOSFET的源漏電壓降低到30 mV或更低，將正向壓降和功耗降低超過(guò)一個(gè)數量級（相比肖特基二極管）。
圖3.解決困難的ISO 16750-2測試的不同方法。
疊加交變電壓
疊加交變電壓測試（ISO 16750-2：測試4.4）模擬汽車(chē)的交流發(fā)電器的交流輸出的影響。正如名字所示，正弦信號在電池軌道上疊加，峰峰值幅度為1 V、2 V或4 V，具體由嚴重程度分類(lèi)決定。對于所有嚴重性等級，最大輸入電壓為16 V。正弦頻率以對數方式排列，范圍為50 Hz至25 kHz，然后在120秒內回到50 Hz，總共重復5次。
本測試會(huì )導致在任何的互連濾波器網(wǎng)絡(luò )內產(chǎn)生大幅度諧振低于25 kHz的電流和電壓擺幅。它也會(huì )使開(kāi)關(guān)穩壓器出現問(wèn)題，其環(huán)路帶寬限制使其難以通過(guò)高頻率輸入信號進(jìn)行調節。解決方案就像是中間整流元件，例如功率肖特基二極管，但對于反向電壓保護，這并不是一種解決問(wèn)題的好方法。
在這種情況下，理想的二極管控制器無(wú)法像在反向電壓保護應用中一樣發(fā)揮作用，因為它無(wú)法足夠快速地開(kāi)關(guān)N通道MOSFET，以和輸入保持同步。柵極上拉強度是其中一個(gè)限制因素，一般因為內部電荷泵限制在20 μA左右。當理想的二極管控制器能夠快速關(guān)閉MOSFET時(shí)，開(kāi)啟速度會(huì )非常慢，不適合對極低頻率以外的情況實(shí)施整流。
更合適的方法是使用 LT8672 主動(dòng)整流器控制器，該控制器可以快速開(kāi)關(guān)N通道MOSFET，以按高達100 kHz的頻率整流輸入電壓。主動(dòng)整流器控制器是帶有兩個(gè)重要附加器件的理想二極管控制器：一個(gè)由輸入電壓增壓的大型電荷存儲器，一個(gè)快速開(kāi)關(guān)N通道MOSFET的強勁柵極驅動(dòng)器。與使用肖特基二極管相比，這種方法可以降低功率損失達90%以上。LT8672也和理想的二極管控制器一樣，保護下游電路不受電池反接影響。
啟動(dòng)工況
發(fā)動(dòng)機啟動(dòng)工況（ISO 16750-2：測試4.6.3）屬于極端欠壓瞬變，有時(shí)候指代冷啟動(dòng)脈沖，這是因為在更低溫度下，會(huì )發(fā)生最糟糕的電池壓降。特別是，當啟動(dòng)器啟動(dòng)時(shí)，12 V電池電壓可能立刻降低到8 V、6 V、4.5 V或3 V，具體由嚴重程度分類(lèi)決定（分別為I、IV、II和III級）。
在有些系統中，低壓差(LDO)線(xiàn)性穩壓器或開(kāi)關(guān)降壓穩壓器足以支持電源電軌應對這些瞬變，只要ECU電壓低于最低的輸入電壓。例如，如果最高的ECU輸出電壓為5 V，且其必須達到嚴重程度等級IV（最低輸入電壓6 V），那么使用壓差低于1 V的穩壓器即可。發(fā)動(dòng)機啟動(dòng)工況電壓最低的分區只能持續15 ms至20 ms，所以大型旁路電容之后的整流器件（肖特基二極管、理想的二極管控制器、主動(dòng)整流器控制器）可能能夠經(jīng)受這部分脈沖，如果電壓凈空短暫地下降至低于穩壓器壓降差。
但是，如果ECU必須支持高于最低輸入電壓的電壓，則需要使用升壓穩壓器。升壓穩壓器可以在高電流電平上，有效保持來(lái)自低于3 V的輸入的12 V輸出電壓。但是，升壓穩壓器還存在一個(gè)問(wèn)題：從輸入到輸出的二極管路徑無(wú)法斷開(kāi)，所以自然地電流在啟動(dòng)時(shí)或者短路時(shí)不受限。為了防止電流失控，專(zhuān)用的升壓穩壓器（例如 LTC3897 控制器）集成浪涌抑制器前端來(lái)支持輸出斷開(kāi)和限流，以及在使用背靠背N通道MOSFET時(shí)提供反向電壓保護。這個(gè)解決方案可以利用單個(gè)集成電路解決負載突降、發(fā)動(dòng)機啟動(dòng)和電池反接，但是可用電流受浪涌抑制器MOSFET的SOA限制。
4開(kāi)關(guān)降壓-升壓穩壓器通過(guò)共用的電感來(lái)聯(lián)合同步降壓穩壓器和同步升壓穩壓器，以消除此限制。這種方法可以滿(mǎn)足負載突降和發(fā)動(dòng)機啟動(dòng)工況測試的要求，且電流電平或脈沖持續時(shí)間不會(huì )受到MOSFET SOA限制，同時(shí)還保有斷開(kāi)輸出和限流的能力。
降壓-升壓穩壓器的開(kāi)關(guān)操作由輸入和輸出電壓之間的關(guān)系決定。如果輸入遠高于輸出，升壓頂部開(kāi)關(guān)持續開(kāi)啟，降壓功率級則降低輸入。同樣，如果輸入遠低于輸出，降壓頂部開(kāi)關(guān)持續開(kāi)啟，升壓功率級則增高輸出。如果輸入和輸出大致相等（在10%至25%之間），那么降壓和升壓功率級會(huì )以交錯方式同時(shí)開(kāi)啟。如此，可以通過(guò)僅對高于、約等于或低于輸出的輸入電壓實(shí)施穩壓所需的MOSFET限制開(kāi)關(guān)，分別最大化各個(gè)開(kāi)關(guān)區域（降壓、降壓-升壓、升壓）的效率。
ISO 16750-2解決方案匯總
圖3匯總介紹了應對負載突降、反向輸入電壓、疊加交變電壓和發(fā)動(dòng)機啟動(dòng)工況測試的各種解決方案，以及各種方案的優(yōu)缺點(diǎn)?？梢缘贸鰩讉€(gè)關(guān)鍵結論：
● 圖3匯總介紹了應對負載突降、反向輸入電壓、疊加交變電壓和發(fā)動(dòng)機啟動(dòng)工況測試的各種解決方案，以及各種方案的優(yōu)缺點(diǎn)?？梢缘贸鰩讉€(gè)關(guān)鍵結論：
● 涉及反向輸入保護和疊加交變電壓時(shí)，使用N通道MOSFET作為整流組件（面向輸入的源極）可以大幅降低功率損失和壓降（與使用肖特基二極管相比）。
● 相比線(xiàn)性穩壓器，使用開(kāi)關(guān)模式電源更合適，因為它可以消除功率器件的SOA導致的可靠性問(wèn)題和輸出電流限制。它可以無(wú)限調節輸入電壓極限值，而線(xiàn)性穩壓器和無(wú)源解決方案本身存在時(shí)間限制，這種限制會(huì )令設計更加復雜。
● 升壓穩壓器可能需要使用，也可能不需要使用，具體由啟動(dòng)工況的分類(lèi)和ECU（必須提供的最高電壓是多少）的詳情決定。
如果需要升壓穩壓，那么4開(kāi)關(guān)降壓-升壓穩壓器會(huì )將上述需要的特質(zhì)融合到單個(gè)器件中。它可以在高電流電平下，有效調節嚴重欠壓和過(guò)壓瞬變，以延長(cháng)持續時(shí)間。從應用的角度來(lái)看，這使其成為最可靠和簡(jiǎn)單的方法，但其設計復雜性也會(huì )增加。然而，典型的4開(kāi)關(guān)降壓-升壓穩壓器存在一些缺點(diǎn)。其一，不能自然提供反向電池保護，必須使用額外電路來(lái)解決這個(gè)問(wèn)題。
4開(kāi)關(guān)降壓-升壓穩壓器存在的主要問(wèn)題在于：它的很大部分運行壽命都消耗在效率更低、噪聲更高的降壓-升壓開(kāi)關(guān)區域。當輸入電壓非常接近輸出電壓(VIN ~ VOUT) 時(shí)，所有4個(gè)N通道MOSFET都會(huì )主動(dòng)開(kāi)啟，以保持穩壓。隨著(zhù)開(kāi)關(guān)損耗增大，以及使用最大的柵極驅動(dòng)電流，效率降低。當降壓和升壓功率級熱回路都啟用，穩壓器輸入和輸出電流出現斷續，這個(gè)區域內的輻射和導電EMI性能會(huì )受到影響。
4開(kāi)關(guān)降壓-升壓穩壓器可以調節偶然出現的大幅度欠壓和瞬態(tài)過(guò)壓，但需要使用高靜態(tài)電流、降低效率，并且在更常見(jiàn)、常規的轉換區域產(chǎn)生更高噪聲。
帶通工作模式提供高效率和EMI性能降壓-升壓區域n
LT8210 是4開(kāi)關(guān)降壓-升壓DC/DC控制器，可以按照慣例使用固定輸出電壓運行，且支持新Pass-Thru™工作模式（圖4），可以通過(guò)可配置的輸入電壓窗口消除開(kāi)關(guān)損失和EMI。該控制器在2.8 V至100 V范圍內運行，可以調節發(fā)動(dòng)機啟動(dòng)期間最嚴重的電池壓降，也可以調節未受抑制的負載突降的峰值幅度。它本身提供–40 V反向電池保護，通過(guò)增加單個(gè)N通道MOSFET實(shí)現（圖5中的DG）。
圖4.支持帶通模式的降壓-升壓控制器解決了汽車(chē)標準測試帶來(lái)的許多問(wèn)題。
圖5.這個(gè)3 V至100 V 輸入降壓-升壓控制器以8 V至17 V帶通輸出運行。
在帶通模式下，當輸入電壓在窗口之外時(shí)，輸出電壓被調節至電壓窗口的邊緣。窗口頂部和底部通過(guò)FB2和FB1電阻分壓器配置。當輸入電壓在此窗口之內時(shí)，頂部開(kāi)關(guān)（A和D）持續開(kāi)啟，直接將輸入電壓傳輸至輸出。在不開(kāi)關(guān)狀態(tài)下，LT8210的總靜態(tài)電流降低至數十微安。不開(kāi)關(guān)意味著(zhù)沒(méi)有EMI和開(kāi)關(guān)損失，所以效率高達99.9%以上。
對于兩方面都想實(shí)現最佳效果的人來(lái)說(shuō)，可以使用LT8210，它可以通過(guò)切換MODE1和MODE2引腳，在不同的工作模式之間切換。換句話(huà)說(shuō)，LT8210在某些情況下可以作為具有固定輸出電壓（CCM、DCM，或Burst Mode™）的傳統的降壓-升壓穩壓器運行，然后，在應用條件變化時(shí)，轉而采用帶通模式。對于常開(kāi)系統和啟停應用而言，這個(gè)特性非常有用。
帶通性能
圖5所示的帶通解決方案將窗口中8 V和17 V的輸入傳輸至輸出。當輸入電壓高于帶通窗口時(shí)，LT8210將該電壓降低至經(jīng)過(guò)調節的17 V輸出。如果輸入降低至低于8 V，LT8210將輸出電壓升高至8 V。如果電流超過(guò)電感限流或設置的平均限流（通過(guò)IMON引腳），作為保護特性在帶通窗口中觸發(fā)開(kāi)關(guān)操作以控制電流。
圖6、圖7和圖8分別顯示LT8210電路對負載突降、反向電壓和啟動(dòng)工況測試做出的反應。圖9和圖10顯示在帶通窗口下，實(shí)現的效率改善和可以實(shí)現的低電流操作（低電流時(shí)的效率令人驚訝）。圖11顯示帶通模式和CCM操作之間的動(dòng)態(tài)轉換。關(guān)于此電路的LTspice模擬，以及最嚴格的ISO 16750-2測試脈沖的加速版本，請參考：analog.com/media/en/simulation-models/LTspice-demo-circuits/LT8210_AutomotivePassThru.asc。
圖6.對未受抑制的負載突降的帶通響應。
圖7.LT8210對電池反接的響應。
圖8.對發(fā)動(dòng)機冷啟動(dòng)的帶通響應。
圖9.CCM和帶通操作的效率。
圖10.在帶通模式(VIN = 12 V)下，無(wú)負載輸入電流。
圖11.帶通和CCM操作之間的動(dòng)態(tài)轉換。
結論
為汽車(chē)電子系統設計電源時(shí)，LT8210 4開(kāi)關(guān)降壓-升壓DC/DC控制器通過(guò)其2.8 V至100 V輸入工作范圍、內置的反向電池保護和其新帶通工作模式，提供出色的解決方案。帶通模式可以改善降壓-升壓操作，實(shí)現零開(kāi)關(guān)噪聲、零開(kāi)關(guān)損失，以及超低的靜態(tài)電流，同時(shí)將輸出調節至用戶(hù)配置的窗口水平，而不是固定電壓。輸出電壓的最小和最大值與例如負載突降和冷啟動(dòng)期間的大幅度瞬變相綁定，沒(méi)有MOSFET SOA或者由線(xiàn)性狀況導致的電流或時(shí)間限制。
新型LT8210控制方案支持在不同的開(kāi)關(guān)區域（升壓、降壓-升壓、降壓和不開(kāi)關(guān)）之間實(shí)現干凈快速的瞬變，因此能夠調節輸入中的大信號和高頻率交流電壓。LT8210可以在帶通操作模式和傳統的固定輸出電壓、降壓-升壓操作模式（CCM、DCM或Burst模式）之間切換并保持運行，固定輸出可以設置為帶通窗口中的任何電壓（例如，在8 V至16 V窗口中，VOUT = 12 V ）。這種靈活性使得用戶(hù)能夠在帶通和常規的降壓-升壓操作之間切換，利用帶通模式的低噪聲、低IQ和高效率操作，在CCM、DCM或Burst模式下實(shí)現更精確的穩壓和更出色的瞬態(tài)響應。
參考電路
1 Dan Eddleman。 “低靜態(tài)電流浪涌抑制器：符合ISO 7637-2和ISO 16750-2要求的可靠汽車(chē)電源保護。” LT Journal of Analog Innovation，2017年1月。
2 Christian Kueck。 “經(jīng)過(guò)改善的汽車(chē)電子設計。” ADI公司，2013年4月。
3 Bin Wu and Zhongming Yi。 “用于惡劣汽車(chē)環(huán)境的全面電源系統設計占用空間極小，可節約電池電量且具有低EMI特性。” 《模擬對話(huà)》，第53卷，2019年8月。
4 Dan Eddleman。 “LTspice：ISO 7367-2和ISO 16750-2瞬變模型。” ADI公司，2019年。
ISO 7637-2:2011。國際標準化組織，2011年3月。
ISO 16750-2:2012。國際標準化組織，2012年11月。
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