雖然隔離是很重要的系統考慮，但它也存在缺點(diǎn)：會(huì )提高功耗，跨過(guò)隔離柵傳輸數據會(huì )產(chǎn)生延遲，而且會(huì )增加系統成本。系統設計師傳統上求助于光隔離方案，多年來(lái)，它是系統隔離的當然選擇。最近十年來(lái)，基于磁性(變壓器傳輸)方法的數字隔離器提供了一種可行且在很多時(shí)候更優(yōu)越的替代方案；從系統角度考慮，它還具備系統設計師可能尚未認識到的優(yōu)點(diǎn)。

 

本文將討論這兩種隔離解決方案，重點(diǎn)論述磁隔離對延遲時(shí)序性能的改善，以及由此給電機控制應用在系統層面帶來(lái)的好處。

 

 

光耦利用光作為主要傳輸方法，如圖1所示。發(fā)送側包括一個(gè)LED，高電平信號開(kāi)啟LED，低電平信號關(guān)閉LED。接收側利用光電檢測器將接收到的光信號轉換回電信號。隔離由LED與光電檢測器之間的塑封材料提供，但也可利用額外的隔離層(通?；诰酆衔?予以增強。

 

圖1. 光耦結構

 

光耦的最大缺點(diǎn)之一是：LED老化，會(huì )使傳輸特性漂移；設計人員必須考慮這一額外問(wèn)題。LED老化導致時(shí)序性能隨著(zhù)時(shí)間和溫度而漂移。因此，信號傳輸和上升/下降時(shí)間會(huì )受影響，使設計復雜化，尤其是考慮到本文后面要處理的問(wèn)題。

 

光耦的性能擴展也是受限的。為了提高數據速率，必須克服光耦固有的寄生電容問(wèn)題，該問(wèn)題會(huì )導致功耗升高。寄生電容還會(huì )提供耦合機制，導致基于光耦的隔離器件的CMTI(共模瞬變抗擾度)性能劣于競爭方案。

 

磁隔離器(基于變壓器)已大規模應用十多年，是光耦合器的有效替代方案。這類(lèi)隔離器基于標準CMOS技術(shù)，采用磁傳輸原理，隔離層由聚酰亞胺或二氧化硅構成，如圖2所示。低電平電流以脈沖方式通過(guò)線(xiàn)圈傳輸，產(chǎn)生一個(gè)磁場(chǎng)，磁場(chǎng)穿過(guò)隔離柵，在隔離柵另一側的第二線(xiàn)圈中感生一個(gè)電流。由于采用標準CMOS結構，其在功耗和速度方面具有明顯優(yōu)勢，而且不存在光耦合器相關(guān)的壽命偏差問(wèn)題。此外，基于變壓器的隔離器的CMTI性能優(yōu)于基于光耦合器的隔離器。

 

圖2. 磁性變壓器結構

 

基于變壓器的隔離器還允許使用常規的信號處理模塊(防止傳輸雜散輸入)和高級傳輸編解碼機制。這樣就可以實(shí)現雙向數據傳輸，使用不同編碼方案來(lái)優(yōu)化功耗與傳輸速率的關(guān)系，以及將重要信號更快速、更一致地傳輸到隔離柵另一端。

 

 

所有隔離器的一個(gè)重要但常常被輕視的特性是其傳輸延遲。此特性衡量信號(可以是驅動(dòng)信號或故障檢測信號)沿任一方向跨過(guò)隔離柵所需的時(shí)間。技術(shù)不同，傳輸延遲差別很大。通常提供的是典型延遲值，但系統設計師特別關(guān)注最大延遲，它是設計電機控制系統需要考慮的重要特性。表1給出了光耦合器和磁隔離柵極驅動(dòng)器的傳輸延遲和延遲偏差值示例。

 

表1： 光耦合器和磁隔離器的典型延遲特性

 

如表1所示，磁隔離在最大延遲和延遲可重復性(偏差)方面優(yōu)勢明顯。這樣，電機控制設計人員對設計將更有信心，無(wú)需增加時(shí)序裕量以滿(mǎn)足柵極驅動(dòng)器特性。對于電機控制系統的性能和安全，這都有著(zhù)非常重要的意義。

 

 

圖3顯示了交流電機控制應用中采用的典型三相逆變器。該逆變器由直流母線(xiàn)供電，直流電源通常是通過(guò)二極管橋式整流器和容性/感性-容性濾波器直接從交流電源產(chǎn)生。在大部分工業(yè)應用中，直流母線(xiàn)電壓在300 V至1000 V范圍內。采用脈寬調制(PWM)方案，以5 kHz至10 kHz的典型頻率切換功率晶體管T1至T6，從而在電機端子上產(chǎn)生可變電壓、可變頻率的三相正弦交流電壓。

 

圖3. 電機控制應用中的三相逆變器

 

PWM信號(如PWMaH和PWMaL)在電機控制器(一般用處理器和/或FPGA實(shí)現)中產(chǎn)生。這些信號一般是低壓信號，與處理器共地。為了正確開(kāi)啟和關(guān)閉功率晶體管，邏輯電平信號的電壓電平和電流驅動(dòng)能力必須被放大， 另外還必須進(jìn)行電平轉換，從而以相關(guān)功率晶體管發(fā)射極為接地基準。根據處理器在系統中的位置，這些信號可能還需要安全絕緣。

 

柵極驅動(dòng)器(如圖3中的GDRVaL和GDRVaH)執行這種功能。每個(gè)柵極驅動(dòng)器IC都需要一個(gè)以處理器地為基準的原邊電源電壓和一個(gè)以晶體管發(fā)射極為基準的副邊電源。副邊電源的電壓電平必須能夠開(kāi)啟功率晶體管(通常為15 V)，并有足夠的電流驅動(dòng)能力來(lái)給晶體管柵極充電和放電。

 

 

功率晶體管有一個(gè)有限的開(kāi)關(guān)時(shí)間，因此，上橋和下橋晶體管之間的脈寬調制波形中必須插入一個(gè)死區時(shí)間，如圖4所示。這是為了防止兩個(gè)晶體管意外同時(shí)接通，引起高壓直流母線(xiàn)短路，進(jìn)而造成系統故障和/或損壞風(fēng)險。死區時(shí)間的長(cháng)度由兩個(gè)因素決定：晶體管開(kāi)關(guān)時(shí)間和柵極驅動(dòng)器傳輸延遲失配(包括失配的任何漂移)。換言之，死區時(shí)間必須考慮PWM信號從處理器到上橋和下橋柵極驅動(dòng)器之間的晶體管柵極的任何傳輸時(shí)間差異。

 

圖4. 死區時(shí)間插補

 

死區時(shí)間會(huì )影響施加到電機的平均電壓，尤其是在低速運轉時(shí)。實(shí)際上，死區時(shí)間會(huì )帶來(lái)以下近似恒定幅度的誤差電壓：

 

 

其中，為誤差電壓，為死區時(shí)間，和為晶 體管開(kāi)啟和關(guān)閉延遲時(shí)間，為PWM開(kāi)關(guān)周期，為直流母線(xiàn)電壓，為功率晶體管的導通狀態(tài)壓降，為二極管導通電壓。

 

當一個(gè)相電流改變方向時(shí)，誤差電壓改變極性，因此，當線(xiàn)路電流過(guò)零時(shí)，電機線(xiàn)間電壓發(fā)生階躍變化。這會(huì )引起正弦基波電壓的諧波，進(jìn)而在電機中產(chǎn)生諧波電流。對于開(kāi)環(huán)驅動(dòng)采用的較大低阻抗電機，這是一個(gè)特別重要的問(wèn)題，因為諧波電流可能很大，導致低速振動(dòng)、扭矩紋波和諧波加熱。

 

在以下條件下，死區時(shí)間對電機輸出電壓失真的影響最嚴重：

 

 

低速工作很重要，因為正是在這種模式下，施加的電機電壓在任何情況下都非常低，死區時(shí)間導致的誤差電壓可能是所施加電機電壓的很大一部分。此外，誤差電壓導致的扭曲抖動(dòng)的影響更有害，因為對系統慣性的濾波只有在較高速度下才可用。

 

在所有這些參數中，死區時(shí)間長(cháng)度是唯一受隔離式柵極驅動(dòng)器技術(shù)影響的參數。死區時(shí)間長(cháng)度的一部分是由功率晶體管的開(kāi)關(guān)延遲時(shí)間決定的，但其余部分與傳播延遲失配有關(guān)。在這方面，光隔離器顯然不如磁隔離技術(shù)。

 

 

為了說(shuō)明死區時(shí)間對電機電流失真的影響，下面給出了基于三相逆變的開(kāi)環(huán)電機驅動(dòng)的結果。逆變器柵極驅動(dòng)器采用ADI公司的磁隔離器(ADuM4223ADuM4223)， 直接驅動(dòng)IR的IRG7PH46UDPBF 1200 V IGBT。直流母線(xiàn)電壓為700 V。逆變器驅動(dòng)開(kāi)環(huán)V/f控制模式下的三相感應電機。利用阻性分壓器和分流電阻，并結合隔離式∑–? 調制器(同樣是來(lái)自ADI公司的AD7403)，分別測量線(xiàn)電壓和相電流。各調制器輸出的單位數據流被送至控制處理器(ADI公司的ADSP-CM408)的sinc濾波器，數據在其中進(jìn)行濾波和抽取后，產(chǎn)生電壓和電流信號的精確表示。

 

sinc數字濾波器輸出的線(xiàn)電壓實(shí)測結果如圖5所示。實(shí)際線(xiàn)電壓為10 kHz的高開(kāi)關(guān)頻率波形，但它被數字濾波器濾除，以便顯示我們感興趣的低頻部分。相應的電機相電流如圖6 所示。

 

圖5. 實(shí)測線(xiàn)間電機電壓：(左)500 ns死區時(shí)間；(右)1 µs死區時(shí)間

 

圖6. 實(shí)測電機電流：(左)500 ns死區時(shí)間；(右)1µs死區時(shí)間

 

ADuM4223柵極驅動(dòng)器的傳輸延遲失配為12 ns，因此可以使用IGBT開(kāi)關(guān)所需的絕對最短死區時(shí)間。對于IR IGBT，最短死區時(shí)間可設置為500 ns。從左圖可看出，這種情況下的電壓失真極小。同樣，相電流也是很好的正弦波，因此扭矩紋波極小。右圖顯示死區時(shí)間提高到1 µs時(shí)的線(xiàn)電壓和相電流。此值更能代表光耦合柵極驅動(dòng)器的需求，因為其傳播延遲失配和漂移更大。電壓和電流的失真均有明顯增加。這種情況使用的感應電機是相對較小的高阻抗電機。在更高功率的終端應用中，感應電機阻抗通常要低得多，導致電機電流失真和扭矩紋波增加。扭矩紋波在很多應用中都會(huì )產(chǎn)生有害影響，例如：電梯乘坐舒適度下降或機械系統中的軸承/聯(lián)軸器磨損。

 

 

現代柵極驅動(dòng)器的另一個(gè)重要問(wèn)題是處理器發(fā)出的關(guān)斷命令能以多快的速度在IGBT上實(shí)現。這對于以下情況中的過(guò)流關(guān)斷很重要：過(guò)流檢測不是柵極驅動(dòng)器本身的一部分，而是作為檢測與濾波電路的一部分加以實(shí)現。這方面的另一個(gè)壓力是更高效率IGBT的短路耐受時(shí)間縮短。對此，IGBT技術(shù)的趨勢是從業(yè)界標準10µs縮短到5 µs甚至更短。如圖7所示，過(guò)流檢測電路通常需要數微秒時(shí)間來(lái)鎖存故障；為了順應總體發(fā)展趨勢，必須采取措施來(lái)縮短這一檢測時(shí)間。該路徑中的另一主要因素是從處理器/FPGA輸出到IGBT柵極(柵極驅動(dòng)器)的傳播延遲。同樣，磁隔離器相對于光學(xué)器件有明顯優(yōu)勢，原因是前者的傳播延遲值非常小，通常在50 ns左右，不再是影響因素。相比之下，光耦合器的傳播延遲在500 ns左右，占到總時(shí)序預算的很大一部分。

 

圖7. 故障關(guān)斷時(shí)序

 

電機控制應用的柵極驅動(dòng)器關(guān)斷時(shí)序如圖8所示，其中處理器的關(guān)斷命令跟在IGBT柵極發(fā)射極信號之后。從關(guān)斷信號開(kāi)始到IGBT柵極驅動(dòng)信號接近0的總延遲僅有72 ns。

 

圖8. 過(guò)流關(guān)斷柵極驅動(dòng)器時(shí)序

 

 

隨著(zhù)人們更加關(guān)注系統性能、效率和安全，電機控制架構師在設計穩健系統時(shí)面臨著(zhù)日益復雜的挑戰?；诠怦詈掀鞯臇艠O驅動(dòng)器是傳統選擇，但基于變壓器的解決方案不僅在功耗、速度、時(shí)間穩定性上更具優(yōu)勢，而且如本文所述，由于信號延遲縮短，其在系統性能和安全方面也有明顯優(yōu)勢。這使得設計人員可以在防止上橋和下橋開(kāi)關(guān)同時(shí)接通的同時(shí)，有把握地縮短死區時(shí)間，改善系統性能。此外，它還支持對系統命令和錯誤作出更快速的響應，這同樣能增強系統可靠性并提高安全性。鑒于這些優(yōu)勢，基于變壓器的隔離式柵極驅動(dòng)器已成為電機控制系統設計的一個(gè)主要選擇；強烈建議系統設計人員在設計下一個(gè)項目時(shí)，把器件延遲作為一項重要要求。

 

本文轉載自亞德諾半導體。