【導讀】介紹針對電動(dòng)汽車(chē)充電器的最佳SiC功率拓撲和調制決策的設計技巧，利用指導拓撲和調制決策，有助于消除不可行選項，轉而關(guān)注那些可能表現良好的選項。
▎引言 ▎
電動(dòng)汽車(chē)的蓄電池充電器需要在電網(wǎng)連接和蓄電池之間進(jìn)行電流隔離。因此，電動(dòng)汽車(chē)充電器幾乎總是有兩個(gè)級：一個(gè)高電能質(zhì)量整流器，將AC轉換為DC；然后是DC-DC轉換器，利用高頻變壓器進(jìn)行電流隔離。
SiC FET和二極管的高開(kāi)關(guān)頻率可以滿(mǎn)足使用“舊的”和簡(jiǎn)單的電路拓撲的充電器要求，而這種拓撲在硅基開(kāi)關(guān)器件中是不切實(shí)際的。例如，用于單相整流的圖騰柱功率因數校正器（TPPFC）和用于三相整流器的無(wú)處不在的兩電平電壓源逆變器（2L-VSI）。
本文概述了許多三相整流器選項中的一些，簡(jiǎn)要介紹了調制選項，以及功率半導體損耗的比較。
▎拓撲選擇 ▎
假設我們需要為400或480 VAC線(xiàn)路RMS設計一個(gè)22 kW的三相整流器，也稱(chēng)為有源前端整流器（AFE）。這意味著(zhù)需要功率因數校正，但功率流可以是單向的。成本、諧波失真、效率、尺寸和重量是重要的設計標準。為了實(shí)現低諧波失真，需要進(jìn)行有源功率因數校正。
對于任何有單相PFC經(jīng)驗的人來(lái)說(shuō)，三個(gè)獨立的助推器可能是一個(gè)有吸引力的選擇。圖1顯示了許多可能的實(shí)現方法中的兩種。
圖：1（a）三PFC，（b）三TPPFC
在電動(dòng)汽車(chē)充電器中，每個(gè)升壓器（booster）必須向單獨的隔離DC-DC轉換器供電，這些轉換器輸出是并聯(lián)在一起的。這是一種可行的方法。通過(guò)消除輸入二極管電橋并使用圖騰柱拓撲，可以略微提高傳統PFC升壓器的效率，其示例如圖1（b）所示。
12個(gè)功率半導體（一些可能是二極管而不是FET）使得這種方法不那么吸引人，因為在三電平拓撲中，相同數量的器件可以產(chǎn)生成本更低、更小的線(xiàn)路濾波器的好處。
圖2：兩種簡(jiǎn)單但不可行的拓撲：（a）二極管橋后的升壓電路，（b）帶升壓電路的線(xiàn)路電感
由于高失真、尺寸、重量和成本，三線(xiàn)電感器之前的三相二極管電橋已經(jīng)過(guò)時(shí)。如圖2（a）所示，在三相二極管電橋之后添加一個(gè)升壓開(kāi)關(guān)和二極管，將由于開(kāi)關(guān)頻率比線(xiàn)頻率高得多而縮小電感器。然而，由于失真，這只在某些情況下有效，因此不可行。
在圖2（b）中，與傳統單相PFC一樣，二極管電橋后的單個(gè)升壓電路會(huì )產(chǎn)生不可接受的諧波失真，約為30%。因此有必要積極塑形每相電流。實(shí)現這一點(diǎn)的許多方法之一是在每個(gè)線(xiàn)路電感器和分離DC鏈路之間添加背對背的FET，如圖3（a）所示。這是三電平Vienna整流器的一種流行變體，它對所有SiC功率半導體都是高效的[1]。
Vienna整流器中的SiC二極管具有480 VAC線(xiàn)路輸入，額定電壓為1200 V，但開(kāi)關(guān)損耗可以忽略不計。每個(gè)二極管在FET開(kāi)關(guān)頻率下與其對應的FET對進(jìn)行換向。每個(gè)FET必須只阻斷一半的DC鏈路電壓，因此開(kāi)關(guān)損耗低，650 V或更高的FET額定電壓是可以接受的。
電流在Vienna整流器中完全成形，從而產(chǎn)生極低的諧波失真。作為三電平濾波器，線(xiàn)路濾波器的成本、尺寸和重量更低。功率流是單向的。為了支持雙向功率并略微降低傳導損耗，在三相電橋中用1200 V FET代替二極管，如圖3（b）所示。
圖3：（a）改進(jìn)的Vienna整流器，（b）三電平TNPC
這是三電平晶體管中性點(diǎn)鉗位拓撲（3L-TNPC）。它可以在任何功率因數下工作，但作為整流器工作時(shí)，橋式FET的開(kāi)關(guān)損耗可以忽略不計。3L-TNPC的PWM策略是將電橋和鉗位FET對反相。與Vienna整流器一樣，每個(gè)鉗位FET僅阻斷一半的DC鏈路電壓，因此開(kāi)關(guān)損耗較低。
在某些情況下，額外的FET和柵極驅動(dòng)器超過(guò)了三電平線(xiàn)路濾波器所降低的成本。通過(guò)簡(jiǎn)單地消除鉗位FET，就可以解決這一問(wèn)題，從而產(chǎn)生無(wú)處不在的兩電平電壓源逆變器（2L-VSI）。2L-VSI只有6個(gè)FET，但它可以在任何功率因數下完全塑形線(xiàn)電流，因此它支持雙向功率流，諧波失真低。
可以使用三電平NPC和ANPC拓撲，但在這種應用中，它們沒(méi)有TNPC的優(yōu)勢，尤其是SiC FET的高性能。使用更高的DC鏈路電壓時(shí)，需要更多這類(lèi)拓撲，例如在具有1500 VDC輸入的太陽(yáng)能系統中。
▎調制方法 ▎
以下推導主要針對2L-VSI，但這些調制方法也適用于3L-TNPC和其他逆變器拓撲。
圖4：（a）半橋，（b）正弦三角形參考和載波波形
在半橋中，使用正弦三角調制的DC鏈路中點(diǎn)z（可能是虛的）的最大輸出電壓為V_DC/2，如圖4（a）所示。無(wú)論相腳（phase leg）的數量如何，這都是正確的，因為每個(gè)腳都通過(guò)正弦三角調制獨立于其他腳。換句話(huà)說(shuō)，相腳之間沒(méi)有切換協(xié)調。這意味著(zhù)三相四線(xiàn)連接很容易使用，如圖5（a）所示。
圖5：2L-VSI（a）帶4線(xiàn)連接，和（b）帶3線(xiàn)連接
在三線(xiàn)連接中，如圖5（b）所示，DC鏈路中點(diǎn)z通常是假想的，因為薄膜電容器可以在不串聯(lián)的情況下支持DC鏈路電壓。車(chē)載EV充電器中4線(xiàn)連接的一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是能夠在單相輸入或三相輸入下工作。對于單相輸入，兩相腳的工作原理與TPPFC相同。
圖6：三相分壓
我們需要知道AC到DC鏈路電壓的范圍。推導最大線(xiàn)間電壓的一種方法是分壓。當A相頂部開(kāi)關(guān)打開(kāi)，B相和C相底部開(kāi)關(guān)打開(kāi)時(shí)，A相的線(xiàn)到中性點(diǎn)電壓，即圖6中A點(diǎn)到s點(diǎn)的電壓是DC鏈路電壓（電容器兩端電壓，從p到n）乘以A相阻抗除以B相和C相并聯(lián)阻抗（A相的一半）加A相阻抗。
因此，A相線(xiàn)到中性點(diǎn)的電壓為 。這是負載或電源上可以產(chǎn)生或支持的最大電壓。在電感器和s點(diǎn)之間插入平衡的三相電壓源會(huì )產(chǎn)生相同的結果，因為電壓總和為零。利用開(kāi)關(guān)在每個(gè)相腳中始終處于相反狀態(tài)（忽略死區時(shí)間）的簡(jiǎn)單PWM策略，我們通過(guò)將開(kāi)關(guān)組合與每個(gè)相腳的AC端子處的電壓向量相關(guān)聯(lián)來(lái)創(chuàng )建空間矢量圖。
圖7：（a）2L-VSI的空間矢量圖，（b）紅色為正弦三角采樣波形，藍色為空間矢量，綠色為60°C不連續調制的采樣波形
圖7（a）中的開(kāi)關(guān)狀態(tài)由三個(gè)字母（或數字）指定，每個(gè)相位一個(gè)，字母p或n（或數字1或0）對應于圖6中的DC鏈路軌。例如，A相頂部開(kāi)關(guān)接通，B相和C相底部開(kāi)關(guān)接通由pnn指定。2L-VSI共有8個(gè)矢量：6個(gè)最大電壓矢量和2個(gè)冗余零矢量。線(xiàn)電壓通過(guò)平均參考電壓附近的矢量所花的時(shí)間來(lái)近似旋轉（rotating）參考電壓vref。
駐留時(shí)間可以使用如圖7（a）所示的空間矢量圖或如圖7（b）所示比較參考和載波波形來(lái)計算。關(guān)于這方面的文獻有很多[2]，但本文只涉及正弦三角、常規空間矢量（以下簡(jiǎn)稱(chēng)SVM）和60°不連續調制（電壓峰值鉗位，也稱(chēng)為DPWM1）。
為了避免削波（脈沖跳躍）和諧波失真的跳躍，參考向量長(cháng)度被限制在圖7（a）中的內圓（對于正弦三角形），以及SVM和DPWM1中的較大圓。SVM和DPWM1電壓增加幅度的物理原因是什么？是因為這些調制方法（以及包括三次諧波注入在內的其他調制方法）導致節點(diǎn)s的平均電壓相對于DC流鏈路以3倍基頻（線(xiàn)）頻率“擺動(dòng)”。
這是通過(guò)在相位之間共享零狀態(tài)時(shí)間實(shí)現的。節點(diǎn)s的移動(dòng)電位“展平”了SVM和DPWM1參考波形，允許對于給定DC鏈路電壓系數為 的較高線(xiàn)路電壓與正弦三角相比。另一方面，每個(gè)相位通過(guò)正弦-三角調制獨立于其他相位，允許節點(diǎn)s的電壓相對于DC鏈路固定，而無(wú)需改變調制，從而實(shí)現可選的4線(xiàn)連接。
SVM和DPWM1具有降低EMI和更寬輸入/輸出電壓范圍的優(yōu)點(diǎn)。SVM和正弦三角在功率半導體中具有幾乎相同的傳導和開(kāi)關(guān)損耗。DPWM1的優(yōu)點(diǎn)是，在每個(gè)基本線(xiàn)路周期內，在60°間隔內兩次鉗位DC鏈路軌，從而降低開(kāi)關(guān)損耗。這種優(yōu)勢往往超過(guò)傳導損耗的增加，即使是在快速開(kāi)關(guān)的情況下。
正弦三角和SVM可以很容易地用于Vienna整流器?？梢韵胂?，由于二極管電橋，Vienna整流器固有地具有不連續PWM，SiC二極管中幾乎為零的開(kāi)關(guān)損耗進(jìn)一步增強了PWM?？梢詫︺Q位FET使用更有限的不連續PWM，但其中的開(kāi)關(guān)損耗已經(jīng)相當低，因此這里不予考慮。
關(guān)于實(shí)現，與使用空間矢量圖計算PWM駐留時(shí)間相比，在微控制器中實(shí)現SVM和DPWM1參考波形（如圖7（a）所示）與三角形載波波形（PWM計數器）的比較可能更容易。如果同時(shí)發(fā)生跳變，DPWM1波形中的跳變不會(huì )導致線(xiàn)路電流失真，因為相電壓總和始終為零。這可以通過(guò)寫(xiě)入“影子”P(pán)WM寄存器來(lái)實(shí)現，這些寄存器隨后會(huì )更新到同一時(shí)鐘沿上的有源PWM寄存器。
▎效率比較 ▎
使用在線(xiàn)FET-Jet計算器工具估計功率損耗。對于每個(gè)拓撲，相腳或相位的數量為3。以下條件適用。
表1：功率損耗計算參數
表2：功率半導體選擇
表2功率半導體選擇中的器件選擇考慮了成本。在某些情況下，使用不同的器件選擇，可以稍微降低功耗。因此，提供了許多器件號，因此可以根據各種應用要求優(yōu)化權衡。
對于PFC，在線(xiàn)計算器忽略了硅基線(xiàn)路整流器的損耗，因為這些損耗不是由UnitedSiC提供的。因此，進(jìn)行了自定義計算，包括Diotec Semiconductor典型的1200 V單相整流橋KBPC5012FP的損耗。結果如圖8所示。
圖8：功率損耗比較
毫不奇怪，三PFC的損耗最高，其次是TPPFC。這主要是因為電流路徑中的半導體數量。接下來(lái)是采用空間矢量調制的2L-VSI。這也是意料之中的，因為總共只有6個(gè)功率半導體，更高的效率通常需要更多的硬件。
一個(gè)有趣的例外是，與2L-VSI中的正弦三角或SVM相比，不連續PWM顯著(zhù)降低了功率損耗。Vienna整流器優(yōu)于配備DPWM1的2L-VSI，但在全功率下，它們的功率損耗大致相等。帶有SVM的3L-TNPC的功率損耗僅略低于Vienna整流器，而DPWM1的效率明顯更高。
這些結果只需幾分鐘就能收集到?？梢赃M(jìn)行進(jìn)一步的優(yōu)化，預計計算結果與實(shí)際結果之間會(huì )有一些差異是合理的。撇開(kāi)免責聲明不談，這些趨勢是明確的，有助于指導拓撲和調制決策，至少有助于消除不可行的選項，轉而關(guān)注那些可能表現良好的選項。
www.unitedSiC.com
參考文獻
J.W. Kolar, T. Friedli, “The Essence of Three-Phase PFC Rectifier Systems”, Proceedings of the 33rd IEEE International Telecommunications Energy Conference (INTELEC 2011), Amsterdam, Netherlands, October 9-13, 2011
C. Grahame Holmes, Thomas A. Lipo, “Pulse Width Modulation for Power Converters, Principles and Practice”, IEEE Press and Wiley-Interscience, ISBN 0-471-20814-0, Copyright 2003
注：Jonathan Dodge是UnitedSiC P.E.
* 本文由PSD翻譯，并轉自PSD
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